(19) 대한민국특허청(KR)
(12) 등록특허공보(B1)
(45) 공고일자 2017년02월06일
(11) 등록번호 10-1703384
(24) 등록일자 2017년01월31일
(51) 국제특허분류(Int. Cl.)
H04B 7/216 (2006.01) H04L 12/26 (2006.01)
(21) 출원번호 10-2013-7014105
(22) 출원일자(국제) 2011년10월31일
심사청구일자 2016년10월20일
(85) 번역문제출일자 2013년05월31일
(65) 공개번호 10-2013-0141568
(43) 공개일자 2013년12월26일
(86) 국제출원번호 PCT/US2011/058663
(87) 국제공개번호 WO 2012/061325
국제공개일자 2012년05월10일
(30) 우선권주장
12/917,257 2010년11월01일 미국(US)
(56) 선행기술조사문헌
US20050232135 A1
US20100227562 A1
US20100260103 A1
JP2010193189 A
(73) 특허권자
리어덴 엘엘씨
미국 캘리포니아 샌프란시스코 스위트 110 브라이
언트 스트리트 355 (우: 94107)
(72) 발명자
포렌자, 안토니오
미국, 캘리포니아 94107, 샌프란시스코, 스위트
110, 브라이언트 스트리트 355
린드스콕, 에릭
미국, 캘리포니아 94107, 샌프란시스코, 스위트
110, 브라이언트 스트리트 355
펄맨, 스텝헨, 지.
미국, 캘리포니아 94107, 샌프란시스코, 스위트
110, 브라이언트 스트리트 355
(74) 대리인
청운특허법인
전체 청구항 수 : 총 27 항 심사관 : 신상길
(54) 발명의 명칭 사용자 클러스터를 통하여 분배형 무선 시스템들의 송신을 조정하는 시스템 및 방법
(57) 요 약
시스템 및 방법은 사용자 클러스터링을 통해 분배형 무선 시스템들의 송신을 조정하는 것에 설명된다. 예를 들
면, 본 발명의 일 실시예에 따른 방법은: 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들)의 복수의 분배형 입력 분배형 출력
을 가진 분배형 안테나와 타겟 사용자 사이에서 링크 품질을 측정하는 단계; 사용자 클러스터를 정의하기 위해
링크 품질 측정을 사용하는 단계; 정의된 사용자 클러스터 내의 각각의 DIDO 안테나와 각각의 사용자 사이의 채
널 상태 정보(CSI)를 측정하는 단계; 및 상기 사용자 클러스터 내의 DIDO 안테나들과 상기 DIDO 안테나들에 의해
도달 가능한 사용자 사이에서, 측정된 CSI를 기반으로 하여 데이터 송신을 프리코딩하는 단계를 포함한다.
대 표 도
등록특허 10-1703384
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명 세 서
청구범위
청구항 1
복수의 베이스 스테이션 (BTS) 안테나들;
상기 BTS 안테나들의 복수의 서브셋들; 및
복수의 사용자 장비 (UE) 안테나들;을 포함하며,
상기 BTS 안테나들의 서브셋 각각은 적어도 하나의 UE 안테나로 송신하거나 또는 적어도 하나의 UE 안테나로부
터 수신하고,
BTS 안테나들의 적어도 2 개의 서브셋들은 공통된 적어도 하나의 BTS 안테나 및 공통되지 않은 적어도 하나의
BTS 안테나를 가지고, 상기 BTS 안테나들의 서브셋들은 동일 주파수 대역 내에서 동시에 송신 및 수신되며, 그
리고
하나 또는 복수의 UE 안테나들은 이동하고, 상기 BTS 안테나들의 서브셋들은 상기 UE 안테나들의 움직임에 대해
조정되도록 역동적으로 재구성되는, 무선 시스템.
청구항 2
청구항 1에 있어서,
상기 재구성되는 것은 역동적으로 상기 BTS 안테나들의 서브셋들로부터 BTS 안테나들을 제거하거나, 상기 BTS
안테나들의 서브셋들로 BTS 안테나들을 추가하는 것을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 3
청구항 1에 있어서,
상기 재구성되는 것은 상기 UE 안테나들의 도플러 속도에 기반하여 각각의 UE 안테나들에 상기 BTS 안테나들의
서브셋들을 역동적으로 할당하는 것을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 4
청구항 3에 있어서,
최소 도플러 속도를 제공하는 상기 BTS 안테나들의 서브셋은 링크 품질을 개선시키기 위해 UE 안테나마다 할당
되는, 무선 시스템.
청구항 5
청구항 1에 있어서,
상기 BTS 안테나들 또는 상기 UE 안테나들은 그들 중에 하나 또는 복수의 통신 채널들을 위해 채널 특징 데이터
(channel characterization data)를 측정하는, 무선 시스템.
청구항 6
청구항 5에 있어서,
상기 BTS 안테나들의 서브셋 각각은 상기 채널 특징 데이터에 기반하여 적어도 하나의 UE 안테나에 할당되는,
무선 시스템.
청구항 7
청구항 5에 있어서,
상기 채널 특징 데이터는 채널 상태 정보를 포함하는, 무선 시스템.
등록특허 10-1703384
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청구항 8
청구항 5에 있어서,
상기 채널 특징 데이터는 상기 UE 안테나들에 의해 동시에 수신될 복수의 데이터 스트림들을 프리코딩하기 위해
사용되는, 무선 시스템.
청구항 9
청구항 8에 있어서,
상기 프리코딩은 UE 안테나마다 가중치 벡터를 연산하는 것을 포함하고, 일 측의 UE 안테나에 대한 가중치 벡터
는 타 측의 UE 안테나들에 대한 채널 특징 데이터를 포함하는 매트릭스의 널 서브스페이스(null subspace)의 하
나 또는 복수의 특이 벡터들(singular vectors)로부터 얻어지는, 무선 시스템.
청구항 10
청구항 9에 있어서,
상기 가중치 벡터는 상기 특이 벡터들의 선형 결합(linear combination)을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 11
청구항 9에 있어서,
상기 가중치 벡터는 상기 UE 안테나에 의해 수신된 데이터 스트림의 품질을 최적화시키기 위해 선택된 특이 벡
터를 포함하는, 무선 시스템.
청구항 12
청구항 8에 있어서,
상기 프리코딩은 제로-포싱(zero-forcing, ZF), 최소 평균 제곱 오차(minimum mean squared error, MMSE), 블
록 대각화(block diagonalization. BD), 또는 특이 값 분해(singular value decomposition, SVD) 프리코딩을
포함하는, 무선 시스템.
청구항 13
청구항 8에 있어서,
상기 프리코딩은 무선 주파수 (RF) 에너지를 송신하면서, 하나 또는 복수의 UE 안테나들에서 유효 제로 RF 에너
지의 지점들을 생성하기 위해 사용되는, 무선 시스템.
청구항 14
청구항 13에 있어서,
상기 프리코딩을 통해 송신된 RF 에너지는 제로 RF 에너지의 지점들에서 제외된 간섭 신호인, 무선 시스템.
청구항 15
청구항 13에 있어서,
상기 유효 제로 RF 에너지는 상기 복수의 UE 안테나들이 그들 각각의 데이터 스트림들을 성공적으로 복조시킬
수 있기에 충분히 낮은 간섭 레벨을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 16
청구항 13에 있어서,
상기 프리코딩의 가중치 벡터는 하나 또는 복수의 UE 안테나들의 채널 특징 데이터를 포함하는 매트릭스의 널
서브스페이스의 하나 또는 복수의 특이 벡터들을 포함하는, 무선 시스템.
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청구항 17
청구항 8에 있어서,
멀티-캐리어 송수신기를 포함하며,
상기 프리코딩은 서브캐리어들의 서브셋만을 위해 연산되고, 남아있는 프리코딩 가중치 벡터들은 보간 기법을
통해 도출되는, 무선 시스템.
청구항 18
청구항 8에 있어서,
상기 프리코딩은 RF 체인들(chains)의 결함들(imperfections)로 인한 신호 왜곡들을 보상하기 위해 사용되는,
무선 시스템.
청구항 19
청구항 8에 있어서,
상기 프리코딩은 피드백을 통하여 UE 안테나들로부터 얻어진 채널 특징 데이터를 활용하는 것을 포함하는, 무선
시스템.
청구항 20
청구항 8에 있어서,
상기 프리코딩은 업링크/다운링크 채널 가역성(channel reciprocity)을 이용함으로써, 상기 BTS 안테나들에서
얻어진 채널 특징 데이터를 활용하는 것을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 21
청구항 5에 있어서,
상기 채널 특징 데이터는 상기 UE 안테나들로부터 업링크 채널들에 걸쳐서 상기 BTS 안테나들에 동시에 수신된
복수의 데이터 스트림들을 복조하기 위해 사용되는, 무선 시스템.
청구항 22
청구항 21에 있어서,
상기 데이터 스트림들을 복조하는 것은 선형(예컨대, ZF, MMSE) 또는 비-선형(예컨대, 최대 우도(maximum
likelihood)) 수신기들을 사용하는 것을 포함하는, 무선 시스템.
청구항 23
청구항 5에 있어서,
링크 적응화(link adaptation, LA)는 변화하는 채널 조건들에 의존하여, 상기 복수의 UE 안테나들에 대한 데이
터 스트림들의 변조 및 코딩 설계들(MCS들)을 역동적으로 조정하기 위해 사용되는, 무선 시스템.
청구항 24
청구항 23에 있어서,
상기 LA는 시간, 주파수 및 공간 도메인들에서 추정된 채널 특징 데이터에 기반하여 상기 MCS들을 조정하는, 무
선 시스템.
청구항 25
청구항 5에 있어서,
상기 채널 특징 데이터는 상기 BTS 안테나로부터 송신된 전력을 조정하기 위해 하나 또는 복수의 전력 스케일링
팩터들을 연산하는 것을 포함한, BTS당 안테나 전력 제어(per-BTS-antenna power control)를 위해 사용되는,
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무선 시스템.
청구항 26
청구항 8에 있어서,
상기 채널 특징 데이터는 다운링크 또는 업링크 채널들 각각에 걸쳐 UE 안테나들로 또는 상기 UE 안테나들로부
터 송신된 전력을 조정하기 위하여, 하나 또는 복수의 전력 스케일링 팩터들을 연산하는 것을 포함한, UE당 안
테나 전력 제어(per-UE-antenna power control)를 위해 사용되는, 무선 시스템.
청구항 27
청구항 26에 있어서,
상기 전력 스케일링 팩터들은 프리코딩 가중치 벡터들에 곱해지는, 무선 시스템.
청구항 28
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청구항 30
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발명의 설명
기 술 분 야
관련 문헌[0001]
본 출원은 동시 계류중인 다음의 미국 특허 출원의 부분 계속 출원이다:[0002]
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "Interference Management, Handoff, Power Control And Link[0003]
Adaptation In Distributed-Input Distributed-Output (DIDO) Communication Systems"인 미국 출원 번호
12/802,988
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Adjusting DIDO Interference Cancellation[0004]
Based On Signal Strength Measurements"인 미국 출원 번호 12/802,976
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Managing Inter-Cluster Handoff Of[0005]
Clients Which Traverse Multiple DIDO Clusters"인 미국 출원 번호 12/802,974
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Managing Handoff Of A Client Between[0006]
Different Distributed-Input-Distributed-Output (DIDO) Networks Based On Detected Velocity Of The
Client"인 미국 출원 번호 12/802,989
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Power Control And Antenna Grouping In A[0007]
Distributed-Input-Distributed-Output (DIDO) Network"인 미국 출원 번호 12/802,958
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Link adaptation In DIDO Multicarrier[0008]
Systems"인 미국 출원 번호 12/802,975
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For DIDO Precoding Interpolation In[0009]
Multicarrier Systems"인 미국 출원 번호 12/802,938
2009년 12월 3일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Antenna Wireless[0010]
Communications" 인 미국 출원 번호 12/630,627
2008년 6월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Input-Distributed Output[0011]
등록특허 10-1703384
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Wireless Communications"인 미국 출원 번호 12/143,503;
2007년 8월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed Input Distributed Output[0012]
Wireless Communications"인 미국 출원 번호 11/894,394;
2007년 8월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and method for Distributed Input-Distributed Wireless[0013]
Communications"인 미국 출원 번호 11/894,362;
2007년 8월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Input-Distributed Output[0014]
Wireless Communications"인 미국 출원 번호 11/894,540;
2005년 10월 21일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Spatial-Multiplexed Tropospheric[0015]
Scatter Communications"인 미국 출원 번호 11/256,478;
2004년 4월 2일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Enhancing Near Vertical Incidence Skywave[0016]
("NVIS") Communication Using Space-Time Coding"인 미국 출원 번호 10/817,731.
배 경 기 술
종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 단지 단일 베이스 스테이션 또는 여러 개의 베이스 스테이션들을 포[0017]
함할 수 있다.
다른 WiFi 액세스 포인트들이 없는 영역에서 광대역 유선 인터넷 연결에 부착된 단일 WiFi 베이스 스테이션(예[0018]
를 들면, 2.4 GHz 802.11b, g 또는 n 프로토콜 이용)(예를 들면, 시골 내의 DSL에 부착된 WiFi 액세스 포인
트)은 전송 범위 내에 있는 하나 이상의 사용자에 의해 공유된 단일 베이스 스테이션인, 상대적으로 간단한 다
중 사용자 무선 시스템의 예이다. 사용자가 무선 액세스 포인트와 동일한 공간에 있게 되는 경우, 사용자는 통
상적으로 약간의 전송 혼란(예를 들면, 마이크로웨이브 오븐과 같은 2.4GHz 간섭으로부터의 패킷 손실이
있지만, 다른 WiFi 디바이스들과 공유하는 스펙트럼으로부터의 패킷 손실은 없음)에 있는 고속 링크를 경험할
수 있다. 사용자가 사용자와 WiFi 액세스 포인트 간의 경로에서 약간의 방해가 있거나 매체로부터 떨어져 있는
경우, 사용자는 매체-속도 링크를 경험할 가능성이 있을 것이다. 사용자가 WiFi 액세스 포인트의 범위의 에지
에 이르는 경우, 사용자는 저속 링크를 경험하게 될 것이고, 채널로의 변화가 이용 가능한 레벨 미만으로 떨어
진 신호 SNR을 초래하는 경우에는 주기적인 드롭 아웃(periodic drop-outs)을 당할 수 있다. 그리고, 최종적으
로, 사용자가 WiFi 베이스 스테이션이 범위를 넘는 경우, 사용자는 링크를 전혀 가질 수 없을 것이다.
다수의 사용자가 WiFi 베이스 스테이션을 동시에 접근할 시에, 이용 가능한 데이터 처리량은 이들 사이에서 공[0019]
유된다. 서로 다른 사용자들은 통상적으로 주어진 시간에서 WiFi 베이스 스테이션 상의 서로 다른 처리량 요구
를 가질 수 있지만, 그러나 총합의 처리량 요구가 WiFi 베이스 스테이션으로부터 사용자까지 이용 가능한 처리
량을 초과할 시에, 일부 또는 모든 사용자들은 구하는 것보다 적은 데이터 처리량을 수신할 것이다. WiFi 액세
스 포인트가 매우 많은 사용자 간에서 공유되는 극단적인 상황에서, 각 사용자에 대한 처리량은 천천히 다운되
어 느리게 처리되거나 저하될 수 있고, 각 사용자에 대한 데이터 처리량은 예를 들면 데이터 처리량이 전혀 없
는 오랜 주기에 의해 분리된 버스트(bursts)에 이르게 될 수 있고, 이때 상기 데이터 처리량이 전혀 없는 오랜
주기 동안에는 다른 사용자가 제공받는 시간이다. 이러한 "초피(choppy)" 데이터 전송은 미디어 스트림과 같은
특정 적용물에 손상을 줄 수 있다.
사용자가 많이 있는 상황에서 부가적인 WiFi 베이스 스테이션들을 추가시키는 것은 단지 하나의 지점까지만 도[0020]
움을 줄 수 있을 것이다. 미국의 2.4GHz ISM 대역 내에서, WiFi에 대해 사용될 수 있는 3 개의 비-간섭 채널들
이 있으며, 그리고 동일한 통신 가능 구역(coverage area)에서의 3 개의 WiFi 베이스 스테이션들이 서로 다른
비-간섭 채널을 사용하기 위해 각각 구성되는 경우, 다수의 사용자 간의 통신 가능 구역의 총 처리량은 3 팩터
까지 증가될 것이다. 그러나, 이를 넘을 경우, 동일한 통신 가능 구역에서 보다 많은 WiFi 베이스 스테이션들
을 추가하는 것은 총 처리량을 증가시킬 수 없을 것인데, 이는 WiFi 베이스 스테이션이 WiFi 베이스 스테이션
간에서 이용 가능한 동일 스펙트럼을 공유하기 시작하여 스펙트럼을 사용할 시에 "턴 발생(taking turns)"에 의
해 시분할 다중 접속(TDMA)을 효과적으로 이용할 수 있기 때문이다. 이러한 상황은 인구 밀도가 높은 통신 가
능 구역, 예를 들면, 다중-거주 유닛들(multi-dwelling units) 내에서 종종 볼 수 있다. 예를 들면, WiFi 어
댑터가 있는 큰 아파트 빌딩의 사용자는 동일 통신 가능 구역에 있는 다른 사용자에게 제공하는 다수의 다른 간
선 WiFi 네트워크들(예를 들면, 다른 아파트에서)로 인해 매우 형편없는 처리량을 경험할 수 있는데, 이는 사용
자의 액세스 포인트가 베이스 스테이션에 접근하는 클라이언트 디바이스와 동일한 공간에 있는 경우에도 그러하
등록특허 10-1703384
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다. 링크 품질이 그러한 상황에서 양호할 것처럼 보이지만, 사용자는 동일 주파수 대역에 동작하는 이웃 WiFi
어댑터들로부터 간섭을 받게 되어 사용자에 대한 유효 처리량을 감소시킬 수 있다.
WiFi 등의 허가를 받지 않은 스펙트럼 및 허가를 받은 스펙트럼 둘 다를 포함하는 현재 다중 사용자 무선 시스[0021]
템들은 여러 제한을 받는다. 이는 통신 가능 구역, 다운링크(downlink, DL) 데이터율 및 업링크(uplink, UL)
데이터율을 포함한다. 다음 발생 무선 시스템들, 예를 들면, WiMAX 및 LTE의 주요 목적은 다수의-입력 다수의-
출력(MIMO) 기술을 통해 통신 가능 구역, 및 DL 및 UL 데이터율을 개선시키는 것에 있다. MIMO는 링크 품질(보
다 넓은 커버리지(coverage)를 초래함) 또는 데이터율(모든 사용자에 대해 다수의 비-간섭 공간 채널들을 생성
함)을 개선하기 위해 무선 링크의 송수신 측면들에서 다수의 안테나들을 사용한다. 그러나, 충분한 데이터율이
모든 사용자에게 이용 가능한 경우(특히, 용어 "사용자" 및 "클라이언트"는 본원에서 교환에서 사용됨), 다중
사용자 MIMO(MU-MIMO) 기술들에 따라서, (단일 사용자보다는 오히려) 다수의 사용자들에게 비-간섭 채널들을 생
성하기 위해 채널 공간 다이버시티을 사용하는 것이 바람직할 수 있다. 예를 들면, 다음 참조문을 참조한다:
G. Caire and S. Shamai, "On the achievable throughput of a multiantenna Gaussian broadcast channel,"[0022]
IEEE Trans. Info.Th., vol. 49, pp. 1691-1706, July 2003.
P. Viswanath and D. Tse, "Sum capacity of the vector Gaussian broadcast channel and uplink-downlink[0023]
duality," IEEE Trans. Info. Th., vol. 49, pp. 1912-1921, Aug. 2003.
S. Vishwanath, N. Jindal, and A. Goldsmith, "Duality, achievable rates, and sum-rate capacity of[0024]
Gaussian MIMO broadcast channels," IEEE Trans. Info. Th., vol. 49, pp. 2658-2668, Oct. 2003.
W. Yu and J. Cioffi, "Sum capacity of Gaussian vector broadcast channels," IEEE Trans. Info. Th., vol.[0025]
50, pp. 1875-1892, Sep. 2004.
M. Costa, "Writing on dirty paper," IEEE Transactions on Information Theory, vol. 29, pp. 439-441, May[0026]
1983.
M. Bengtsson, "A pragmatic approach to multi-user spatial multiplexing," Proc. of Sensor Array and[0027]
Multichannel Sign.Proc. Workshop, pp. 130-134, Aug. 2002.
K.-K. Wong, R. D. Murch, and K. B. Letaief, "Performance enhancement of multiuser MIMO wireless[0028]
communication systems," IEEE Trans. Comm., vol. 50, pp. 1960-1970, Dec. 2002.
M. Sharif and B. Hassibi, "On the capacity of MIMO broadcast channel with partial side information,"[0029]
IEEE Trans. Info.Th., vol. 51, pp. 506-522, Feb. 2005.
예를 들면, MIMO 4x4 시스템들(즉, 4 개의 송신 및 4 개의 수신 안테나들), 10MHz 대역폭, 16-QAM 변조 및 순방[0030]
향 에러 정정(FEC) 코딩(3/4 비율을 가짐)(3bps/Hz의 스펙트럼 효율 제공)에서, 모든 사용자에 대한 물리적인
층에서의 달성 가능한 이상적인 피크 데이터율은 4x30Mbps = 120Mbps이며, 이러한 데이터율은 정의된 높은 비디
오 콘텐츠(단지 ~10Mbps 만을 필요로 함)를 전달하기 위해 필요한 것보다 많은 것이다. 4 개의 송신 안테나들,
4 명의 사용자들 및 사용자당 단일 안테나를 가진 MU-MIMO 시스템들에 있어서, 이상적인 시나리오들(즉, 독립적
으로 동등하게 분포된 i.i.d., 채널들)에서, 다운링크 데이터율은 4 명의 사용자들에 걸쳐 공유될 수 있고, 채
널 공간 다이버시티는 사용자에게 4 개의 병렬적인 30Mbps 데이터 링크를 생성하기 위해 사용될 수 있다.
서로 다른 MU-MIMO 기법은 예를 들면, 3GPP, "Multiple Input Multiple Output in UTRA", 3GPP TR 25.876[0031]
V7.0.0, Mar. 2007; 3GPP, "Base Physical channels and modulation", TS 36.211, V8.7.0, May 2009; 및
3GPP, "Multiplexing and channel coding", TS 36.212, V8.7.0, May 2009에서 기술된 바와 같이, LTE 표준 부
분으로서 제안되어 왔다. 그러나, 이러한 기법은 단지 4 개의 송신 안테나들을 가진 DL 데이터율에서 2X 개선
점까지만을 제공할 수 있다. ArrayComm 등의 회사에 의한 표준 및 소유권이 있는 셀룰라 시스템들에서의 MU-
MIMO 기술들의 실질적인 실행(예를 들면, ArrayComm, "Field-proven results",
http://www.arraycomm.com/serve.php?page=proof 참조)은 공간 분할 다중 접속(space division multiple
access, SDMA)을 통하여 DL 데이터율의 ~3X 증가(4 개의 송신 안테나들을 가짐) 까지를 제공하여 왔다. 셀룰라
네트워크들의 MU-MIMO 기법들의 주요 제한점은 송신 측면에서의 공간 다이버시티의 부족이다. 공간 다이버시티
는 무선 링크에서 안테나 공간 및 다중 경로 각도 확산(multipath angular spread)의 안테나의 기능이다. MU-
MIMO 기술들을 사용하는 셀룰라 시스템들에서, 베이스 스테이션에서의 송신 안테나들은 통상적으로 함께 클러스
터링되고, 안테나 지지 구조물(물리적으로 높든 작든 간에 본원에서는 "타워"라 함) 상에 제한된 실제 영역
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(real estate)으로 인해, 그리고 타워가 위치할 곳의 제한점으로 인해 단지 하나 또는 2 개의 파장을 멀리 위치
시킨다. 게다가, 다중 경로 각도 확산은, 셀 타워가 보다 넓은 커버리지를 제공하기 위해 장애물 상으로 통상
적으로 높이 위치하기 때문에(10 미터 이상) 낮다.
셀룰라 시스템 배치에 대한 다른 실질적인 사항은 셀룰라 안테나 위치에 대한 제한된 장소 이용 가능성 및 과도[0032]
한 비용(예를 들면, 안테나 장소에 대한 국한된 제한점(municipal restrictions), 실제 영역의 비용, 물리적인
방해물 등으로 인함), 및 송신기로의 네트워크 연결성(본원에서는 "백홀(backhaul)" 이라 함)의 비용 및/또는
이용 가능성을 포함한다. 나아가, 셀룰라 시스템들은 종종, 벽들, 선반, 바닥, 가구 및 다른 장애물로부터의
손실로 인해 빌딩 깊숙이 위치한 클라이언트들에게 이르는데 어려움이 있다.
실제로, 광역 네트워크 무선에 대한 셀룰라 구조물의 전체 개념은 동일 주파수를 사용하여 송신기들(베이스 스[0033]
테이션들 또는 사용자) 간의 간섭을 방지하기 위해, 셀룰라 타워의 다소 강한 위치, 인접한 셀 간의 주파수 교
체, 및 빈번한 섹터화를 예상할 수 있다. 그 결과, 주어진 셀의 주어진 섹터는 셀 섹터의 사용자 모두 간에 DL
및 UL 스펙트럼의 공유 차단화(shared block)에 이르게 되고, 그 후, 셀 섹터는 시간 도메인에서만 주로 이러한
사용자 간에서 공유된다. 예를 들면, 시분할 다중 접속(TDMA) 및 코드 분할 다중 접속(CDMA) 둘 다에 기반한
셀룰라 시스템들은 시간 도메인에서 사용자 간에서 스펙트럼을 공유한다. 상기와 같은 셀룰라 시스템들이 섹터
화에 덮어 씌워지게 됨으로써, 2-3X 공간 도메인 이익은 달성될 수 있을 것이다. 그리고, 그 후, 상기와 같은
셀룰라 시스템들이 상술된 것 등의 MU-MIMO 시스템에 덮어 씌워지게 됨으로써, 또 다른 2-3X 공간 도메인 이익
은 달성될 수 있다. 그러나, 셀룰라 시스템의 셀 및 섹터들이 통상적으로 타워가 위치할 종종 지정된 고정 위
치들에 있는 경우, 상기와 같은 제한된 이점은 주어진 시간에서 사용자 밀도(또는 데이터율 요구)가 타워/섹터
위치와 양호하게 일치하지 않을 시에 사용하기 어렵다. 셀룰라 스마트 폰 사용자는, 종종 사용자가 걱정이 전
혀 없이 폰으로 통화를 하거나 웹 페이지를 다운로딩할 수 있고, 그 후에, 새로운 위치로 운전을 한 후(또는 걸
은 후) 갑자기 음성 품질이 떨어지거나 웹 페이지 속도가 나오지 않거나, 또는 심지어 연결 전체가 안되는 경우
를 인식하게 되는 날을 종종 결과적으로 경험하게 된다. 그러나, 서로 다른 날에서, 사용자는 각 위치에 정확
히 반대되는 일들을 겪을 수 있다. 환경적인 조건이 동일하다고 하면, 사용자가 경험을 하게 될 것은, 사용자
밀도(또는 데이터율 요구)의 가변성이 높지만 주어진 위치에서 사용자 간의 공유되는 이용 가능한 총 스펙트럼
(이로 인한 종래 기술의 기술들을 사용한 총 데이터율)이 대부분 고정된다는 사실이다.
나아가, 종래 기술의 셀룰라 시스템들은 서로 다른 인접한 셀들의 서로 다른 주파수의 사용, 통상적으로 3 개의[0034]
서로 다른 주파수의 사용에 따라 달라진다. 주어진 스펙트럼의 양에 있어서, 이는 이용 가능한 데이터율을 3X
까지 감소시킨다.
이로써, 요약하면, 종래 기술의 셀룰라 시스템들은 셀룰라화(cellularization)로 인해 스펙트럼 이용에서 3X를[0035]
잃을 수 있고, 섹터화(sectorization)를 통한 3X에 의해 그리고 MU-MIMO 기술들을 통한 3X 이상에 의해 스펙트
럼 이용을 개선시킬 수 있고, 넷(net) 3*3/3 = 3X 잠재적인 스펙트럼 이용을 초래한다. 그 후, 이러한 대역폭
은 사용자가 주어진 시간에 속해 있는 어느 셀의 어느 섹터에 기반하여, 시간 도메인에서 사용자 간에서 통상적
으로 분할될 수 있다. 주어진 사용자의 데이터율 요구가 사용자의 위치와 통상적으로 무관하지만, 이용 가능한
데이터율이 사용자와 베이스 스테이션 간의 링크 품질에 따라 변화되는 사실로 인해 초래하는 비효율적인 면이
추가로 있다. 예를 들면, 셀룰라 베이스 스테이션로부터의 추가적인 사용자는 통상적으로 베이스 스테이션에
근접한 사용자보다 낮은 데이터율 이용 가능성을 가질 수 있다. 데이터율이 통상적으로 주어진 셀룰라 섹터에
서 사용자 모두에게 공유되기 때문에, 이와 같은 결과로 인해 모든 사용자는 링크 품질이 형편없고 멀리 있는
사용자(예를 들면, 셀의 에지 상에 있음)로부터 높은 데이터율 요구에 의해 영향을 받을 수 있는데, 이는 상기
와 같은 사용자가 동일한 양의 데이터율을 요구하고, 여전하게 데이터율을 얻기 위해 공유된 스펙트럼을 보다
많이 소비하기 때문이다.
WiFi(예를 들면, 802.11b, g, 및 n)에 의해 사용되는 것 및 White Spaces Coalition에 의해 제안된 것 등의 제[0036]
안된 다른 스펙트럼 공유 시스템들은 스펙트럼을 매우 비효율적으로 공유하는데, 이는 사용자 범위 내의 베이스
스테이션들에 의한 동시 전송이 간섭을 초래하기 때문이며, 예를 들면, 시스템들이 충돌 방지 및 공유 프로토콜
(collision avoidance and sharing protocols)을 이용하기 때문이다. 이러한 스펙트럼 공유 프로토콜은 시간
도메인 내에 있고, 이로써, 다수의 간섭 베이스 스테이션들 및 사용자가 있을 시에, 각 베이스 스테이션 그 자
체가 스펙트럼을 효율적으로 이용하든 간에, 베이스 스테이션들은 서로 간에 스펙트럼의 시간 도메인을 집합적
으로 공유하는데 제한이 있다. 다른 종래 기술의 스펙트럼 공유 시스템들은 이와 유사하게 베이스 스테이션들
(타워 또는 작은 크기의 베이스 스테이션들 상에 안테나들을 가진 셀룰라 베이스 스테이션들, 예를 들면 WiFi
액세스 포인트들(AP들)) 간의 간섭을 완화시키기 위해 유사한 방법에 의존한다. 이러한 방법은 간섭 범위를 제
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한하기 위한 베이스 스테이션으로부터 송신 제한 전력, 간섭 영역을 좁히기 위한 빔형성(beamforming)(합성 또
는 물리적 수단을 통함), 스펙트럼의 시간-도메인 멀티플레싱 및/또는 사용자 디바이스, 베이스 스테이션 또는
그 둘 다 상에서 다수의 클러스터링 안테나들을 가진 MU-MIMO 기술들을 포함한다. 그리고, 오늘날 적소에 또는
계획된 곳에 고급식 셀룰라 네트워크가 있는 경우, 이러한 다수의 기술들은 자주 동시에 사용된다.
그러나, 고급식 셀룰라 시스템들이 스펙트럼을 이용하는 단일 사용자에 비해 스펙트럼 이용에서 단지 약 3X 증[0037]
가를 달성할 수 있을 조차도 이러한 사실에 의해 분명한 것은, 이러한 기술들 모두가 주어진 통신 가능 영역에
대해 공유한 사용자 간의 총 데이터율을 증가시키는 것이 거의 없다는 것이다. 특히, 사용자와 관련되어 통신
가능 구역 크기가 주어질 시에, 사용자 증가에 따르기 위해 주어진 스펙트럼 양 내에서 이용 가능한 데이터율의
크기를 조정하는 것은 점점 어려워진다. 예를 들면, 셀룰라 시스템들을 이용하여, 주어진 영역 내에서 총 데이
터율을 증가시키기 위해, 통상적으로 셀들은 보다 작은 셀들로 하위분할된다(subdivided)(종종 나노-셀(nano-
cells) 또는 펨토 셀(femto-cells)이라 함). 상기와 같은 작은 셀들은 "데드 존(dead zones)"을 최소로 가진
커버리지를 제공하고, 동일 주파수를 사용하여 근방의 셀들 간의 간섭을 피하기 위해, 타워가 위치될 수 있는
곳, 그리고 타워가 양호한 구조 패턴으로 위치되어야 하는 요건에 제한이 있는 경우에 비용이 많이 들 수 있다.
기본적으로, 통신 가능 구역은 계획되어야 하고, 타워들 또는 베이스 스테이션들이 있는 이용 가능한 위치들은
식별되어야 하고, 그 후, 이러한 제약이 있는 경우, 셀룰라 시스템의 설계자들은 최선을 다해 구현해야 한다.
물론, 사용자 데이터율 요구가 시간에 따라 커지는 경우, 제약이 따른 환경 내에서 다시 작업을 한다면, 셀룰라
시스템의 설계자들은 통신 가능 구역을 다시 재맵핑하고, 타워 또는 베이스 스테이션들에 대한 위치들을 찾아야
한다. 그리고 매우 종종, 양호한 해결책이 간단하게 나타나 있지 않아, 데드 존 또는 통신 가능 구역에서의 총
데이터율 성능의 부적절화를 초래한다. 다시 말해, 동일 주파수를 이용하는 타워 또는 베이스 스테이션들 간의
간섭을 방지하기 위해 셀룰라 시스템의 물리적은 강한 위치 요건은 셀룰라 시스템 설계의 상당한 어려움 및 제
약을 만들어 내고, 종종 사용자 데이터율 및 커버리지 요건을 만족시킬 수 없다.
이른바 종래 기술의 "연동식(cooperative)" 및 "인지식(cognitive)" 라디오 시스템들은 라디오 내의 지능적인[0038]
알고리즘을 사용함으로써, 주어진 영역의 스펙트럼 이용을 증가시키기 위해 추구되어 왔고, 그 결과 이들은 서
로 간의 간섭을 최소화시킬 수 있었고, 그리고/또는 이들은 채널이 깨끗해질 때까지 기다리기 위해 다른 스펙트
럼 사용에 대해 잠재적으로 "주목(listen)"할 수 있었다. 상기와 같은 시스템들은 상기와 같은 스펙트럼의 스
펙트럼 이용을 증가시키는 노력으로, 특히 허가되지 않은 스펙트럼의 사용에 대해 제안되었다.
모바일 애드 혹 네트워크(mobile ad hoc network, MANET)( http://en.wikipedia.org/wiki/ Mobile ad hoc[0039]
network 참조)는 피어 대 피어 통신(peer-to-peer communications)을 제공하기 위해 연동식 자가 구성 네트워
크(cooperative self-configuring network)의 예이고, 셀룰라 인프라구조 없이 라디오 간의 통신을 구축하기
위해 사용될 수 있고, 충분한 저-전력 통신을 이용하여, 서로 범위를 벗어난 동시 송신 간의 간섭을 잠재적으로
완화시킬 수 있다. 다수의 라우팅 프로토콜은 MANET 시스템들에 대해 제안되고 실행되어 왔지만(넓은 분류 범
위에서 다수의 라우팅 프로토콜의 목록에 대한 http://en.wikipedia.org/wiki/List of ad-hoc routing
protocols 참조), 그러나 이들 간의 공통 주제는 이들이 특정 효율 또는 신뢰성이 있는 패러다임의 목적을 추구
하기 위해, 이용 가능한 스펙트럼 내에서 송신기 간섭을 줄이기 위한 방식으로, 라우팅(예를 들면, 반복) 전송
에 대한 모든 기술들이 있다는 점이다.
모든 종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 베이스 스테이션들과 다수의 사용자들 간의 스펙트럼의 동시 이[0040]
용을 가능케 하기 위한 기술들을 사용함으로써, 주어진 통신 가능 구역 내에서 스펙트럼 이용을 개선시키는 것
을 추구한다. 특히, 이러한 모든 경우에 있어서, 베이스 스테이션들과 다수의 사용자들 간의 스펙트럼의 동시
이용에 대해 사용된 기술들은 다수의 사용자들에 대한 파형 간의 간섭을 완화시킴으로써, 다수의 사용자에 의해
스펙트럼의 동시 사용을 달성할 수 있다. 예를 들면, 3 명의 사용자 중 한 명에게 전달할 서로 다른 주파수를
사용한 3 개의 베이스 스테이션들 각각의 경우에서, 3 개의 송신이 서로 다른 3 개의 주파수에 있기 때문에 간
섭은 완화된다. 베이스 스테이션으로부터 서로 다른 3 명의 사용자(사용자 각각은 베이스 스테이션에 대해 180
도 떨어져 있음)까지의 섹터화의 경우에서, 간섭은, 빔형성이 3 개의 송신을 임의의 사용자에 중첩되지 못하도
록 하기 때문에 완화된다.
상기와 같은 기술들이 MU-MIMO와 함께 증가될 시에, 예를 들면, 각각의 베이스 스테이션은 4 개의 안테나들을[0041]
가지고, 그 후에 이는 주어진 통신 가능 구역에서 사용자에게 4 개의 비-간섭 공간 채널들을 생성함으로써 4의
팩터로 다운링크 처리량을 증가시키는 잠재력을 가진다. 그러나, 일부 기술이 서로 다른 통신 가능 구역에서
다수의 사용자로의 다수의 동시 송신 간의 간섭을 완화시키기 위해 사용되어야 하는 경우가 여전히 있다.
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그리고, 이전에 논의된 바와 같이, 상기와 같은 종래 기술의 기술들(예를 들면 셀룰라화, 섹터화)은 통상적으로[0042]
다중 사용자 무선 시스템 비용 및/또는 배치 유연성의 증가로 단지 고통을 받는 것이 아니라, 상기 기술들은 통
상적으로 주어진 통신 가능 구역에서 총 처리량의 물리적이거나 실제적인 제한에 따라 운영된다. 예를 들면,
셀룰라 시스템에서, 작은 셀을 생성하기 위해, 보다 많은 베이스 스테이션들을 설치하기 위한, 충분히 이용 가
능한 위치들이 있지 않을 수 있다. 그리고 MU-MIMO 시스템에서, 각각의 베이스 스테이션 위치의 공간에 클러스
터링된 안테나가 있는 경우, 제한된 공간 다이버시티는 보다 많은 안테나들이 베이스 스테이션에 부가될 시의
처리량의 결과로 점근적으로 줄어들게 된다.
그리고, 추가로, 사용자 위치 및 밀도가 예측할 수 없는 다중 사용자 무선 시스템들의 경우에서, 이는 예측할[0043]
수 없는(갑작스런 변화가 빈번하게 발생됨) 처리량을 초래하고 사용자에게 불편함을 주며, 그리고 일부 적용(예
를 들면, 예측 가능한 처리량에 필요한 서비스 전달)을 비현실적이고 품질을 떨어트리게 한다. 이로써, 종래
기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 사용자에게 예측 가능하고 그리고/또는 고-품질 서비스를 제공할 수 있는
성능과 관련한 바람직한 것들을 여전하게 남겨두고 있다.
시간에 따라 종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들에 대해 개선되어 왔던 기이한 정교성 및 복잡성에도 불구[0044]
하고, 공통 주제가 있다: 송신은 서로 다른 베이스 스테이션들(또는 애드 혹 송수신기들) 간에서 분배되고, 서
로 다른 베이스 스테이션들로부터 RF 파형 송신을 방지하고, 그리고/또는 주어진 사용자의 수신기에서 서로 다
른 애드 혹 송수신기가 서로 간섭하지 못하도록 구조화되고 그리고/또는 제어된다.
또한 표현을 바꾸어 말하면, 간주되는 바와 같이, 사용자가 동시에 하나 이상의 베이스 스테이션 또는 애드 혹[0045]
송수신기로부터 송신을 받는 경우, 다수의 동시 송신으로부터 간섭은 사용자에게 신호의 SNR 및/또는 대역폭을
감소시킬 수 있고, 이때 상기 신호의 SNR 및/또는 대역폭이 매우 충분한 경우에는 사용자가 수신할 잠재적인 데
이터(또는 아날로그 정보) 모두 또는 일부를 손실시킬 수 있다.
이로써, 다중 사용자 무선 시스템에서, 동시에 동일 주파수로 송신하는 다수의 베이스 스테이션들 또는 애드 혹[0046]
송수신기로부터 사용자에게 상기와 같은 간섭을 방지 또는 완화시키기 위해서, 하나 이상의 스펙트럼 공유 접근
법 등을 사용할 필요가 있다. 베이스 스테이션들의 물리적 위치들(예를 들면 셀룰라화)을 제어하는 것, 베이스
스테이션들 및/또는 애드 혹 송수신기들의 전력 출력, 빔형성/섹터화, 및 시간 도메인 멀티플레싱을 제한하는
것(예를 들면, 제한 송신 범위)을 포함하여 상기와 같은 간섭을 방지하기 위한 종래 기술의 접근법이 다수 개
있다. 요약하면, 이러한 스펙트럼 공유 시스템들 모두는, 동일 주파수로 동시에 송신하는 다수의 베이스 스테
이션들 및/또는 애드 혹 송수신기들이 동일 사용자에 의해 수신될 시에 최종적인 간섭으로 인해 영향받는 사용
자에게 데이터 처리량을 감소시키거나 파괴시키는 다중 사용자 무선 시스템들의 제한점을 해결하는 것을 추구한
다. 다중 사용자 무선 시스템에서 사용자의 큰 백분율 또는 사용자 모두가 다수의 베이스 스테이션들 및/또는
애드 혹 송수신기들로부터 간섭을 받는 경우(예를 들면, 다중 사용자 무선 시스템의 구성요소의 기능 불량인 경
우), 다중 사용자 무선 시스템의 총 처리량이 급적으로 감소되거나, 심지어 기능이 비정상적으로 되는 상황이
일어날 수 있다.
종래 기술의 다중 사용자 무선 시스템들은 무선 네트워크들에게 복잡성을 부가하고 제한점을 만들어 놓으며, 그[0047]
리고 주어진 사용자의 경험(예를 들면, 이용 가능한 대역폭, 지연 편차, 예측 가능성, 신뢰성)이 영역에 속한
다른 사용자들에 의한 스펙트럼의 이용에 의해 영향을 받는 상황을 빈번하게 초래할 수 있다. 다수의 사용자들
에 의해 공유된 무선 스펙트럼 내의 총 대역폭에 대한 증가 요구, 및 주어진 사용자에 대한 다중 사용자 무선
네트워크 신뢰성, 예측 가능성 및 낮은 지연 편차에 의존할 수 있는 적용물의 증가 성장이 주어진다면, 명백한
바와 같이, 종래 기술의 다중 사용자 무선 기술은 많은 제한점으로 인해 고통받을 수 있다. 실제로, 특정 유형
의 무선 통신에 적합한 스펙트럼의 제한된 이용 가능성으로(예를 들면, 빌딩 벽을 관통하는데 효율적인 파장),
종래 기술의 무선 기술들이 신뢰 가능하고, 예측 가능하고 저-지연 편차인 대역폭에 대한 증가 요구를 충족시키
는데 충분하지 않은 경우가 있을 수 있다.
본 발명에 관련된 종래 기술은 다중 사용자 시나리오들의 널 스티어링(null-steering)에 대한 빔형성 시스템들[0048]
및 방법을 기술한다. 빔형성은 안테나 어레이에 공급된 신호(즉, 빔형성 가중치)의 위상 및/또는 진폭을 역동
적으로 조정함으로써, 수신된 신호-대-잡음비(SNR)를 최대화시키고, 이로 인해 사용자 방향으로 에너지를 강화
시키기 위해 본래 고안되었다. 다중 사용자 시나리오에서, 빔형성은 간섭원을 억제하고 신호-대-간섭-플러스-
잡음비(SINR)를 최대화시키기 위해 사용될 수 있다. 예를 들면, 빔형성이 무선 링크의 수신기에서 사용될
시에, 가중치는 간섭원의 방향으로 널을 생성하기 위해 연산된다. 빔형성이 다중 사용자 다운링크 시나리오들
의 송신기에서 사용될 시에, 가중치는 사용자 간의 간섭을 사전 해제하고 모든 사용자에게 SINR을 최대화시키기
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위해 계산된다. BD 프리코딩 등의 다중 사용자 시스템들에 대한 대안적인 기술들은 다운링크 방송 채널의 처리
량을 최대화시키기 위해 프리코딩 가중치들을 연산한다. 참조로 본원에 병합된 동시 계속 출원은 상술된 기술
들을 설명한다(특정 인용에 대해서는 동시 계속 출원 참조).
발명의 내용
해결하려는 과제
본 발명의 목적은 사용자 클러스터를 통하여 분배형 무선 시스템들의 송신을 조정하는 시스템 및 방법을 제공하[0049]
는 것에 있다.
과제의 해결 수단
본 발명의 일 양태에 따르면, 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들)의 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진[0050]
(distributed-input distributed-output, DIDO) 분배형 안테나와 타겟 사용자 사이에서 링크 품질을 측정하는
단계; 사용자 클러스터를 정의하기 위해 링크 품질 측정을 사용하는 단계; 정의된 사용자 클러스터 내의 각각의
DIDO 안테나와 각각의 사용자 사이의 채널 상태 정보(CSI)를 측정하는 단계; 및 상기 사용자 클러스터 내의
DIDO 안테나들과 상기 DIDO 안테나들에 의해 도달 가능한 사용자 사이에서, 측정된 CSI를 기반으로 하여 데이터
송신을 프리코딩하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 무선 사용자; 상기 복수의 무선 사용자와 함께 공존하는 다수의 분배[0051]
형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 통신 채널들을 구축하기 위해 복수의 안테나를 가진 복수의 베이스 송수신기
스테이션(BTS)을 포함하고, 상기 BTS 및/또는 무선 사용자는 이들 사이에서 통신 채널들의 링크 품질을 측정하
고, 사용자 클러스터를 정의하기 위해 링크 품질 측정을 사용하고; 상기 BTS 및/또는 무선 사용자는 추가로, 정
의된 사용자 클러스터 내의 각각의 DIDO 안테나와 각각의 사용자 사이의 채널 상태 정보(CSI)를 측정하며, 그리
고 상기 사용자 클러스터 내의 DIDO 안테나들과 상기 DIDO 안테나들에 의해 도달 가능한 사용자 사이에서, 측정
된 CSI를 기반으로 하여 데이터 송신을 프리코딩하는 분배형 무선 시스템의 송신 조정 시스템을 제공한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제로 RF 에너지를 가진 공간 위치를 생성하기 위해 라디오 주파수(RF) 신호[0052]
를 전송하는 복수의 분배형 송신 안테나들을 포함한 시스템을 제공한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제로 RF 에너지를 가진 공간의 위치를 생성하기 위해 복수의 안테나로부터[0053]
라디오 주파수(RF) 신호를 전달하는 단계를 포함하는 기계식 실행 방법(machine-implemented method)을 제공한
다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 주요 DIDO 클러스터로부터 제 1 클라이언트의 신호 강도를 검출하는 단계;[0054]
간섭 DIDO 클러스터로부터 제 1 클라이언트의 간섭 신호 강도를 검출하는 단계; 상기 주요 DIDO 클러스터로부터
의 신호 강도가 상기 간섭 DIDO 클러스터로부터의 간섭 신호 강도의 값에 대한 규정 값에 이를 경우, 상기 제 1
클라이언트의 하나 이상의 안테나와 상기 간섭 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하
는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키는 단계; 상기 제 1 클라이언트로부터 상기 간섭 DIDO 클러스터의 베이스 송
수신기 스테이션(BTS)으로 상기 CSI를 전송하는 단계; 및 상기 제 1 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기
위해, 상기 간섭 DIDO 클러스터의 BTS에서 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하
는 단계를 포함하는, 인접한 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클러스터들 사이의 간섭을 제거하기 위한
기계식 실행 방법을 제공한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, DIDO 통신 채널 상에서 제 1 클라이언트와 통신하는 주요 DIDO 클러스터; 상[0055]
기 주요 DIDO 클러스터로부터 신호 강도를 검출하는 제 1 클라이언트; 및 상기 DIDO 통신 채널에 간섭하는 신호
를 발생시키는 간섭 DIDO 클러스터를 포함하고, 상기 제 1 클라이언트는 상기 간섭 DIDO 클러스터로부터 간섭
신호 강도를 검출하고, 상기 주요 DIDO 클러스터로부터의 신호 강도가 상기 간섭 DIDO 클러스터로부터의 간섭
신호 강도의 값에 대한 규정 값에 이르는 경우, 상기 제 1 클라이언트는 상기 제 1 클라이언트의 하나 이상의
안테나와 상기 간섭 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를
발생시키고, 상기 간섭 DIDO 클러스터의 베이스 송수신기 스테이션(BTS)에 상기 CSI를 송신하며, 그리고 상기
BTS는 상기 제 1 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO
프리코딩을 실행하는 DIDO 클러스터들 간의 간섭 제거 시스템을 제공한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트가 제 1 DIDO 클러스[0056]
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터로부터 제 2 DIDO 클러스터로 이동하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트와의 통신을 조정하는 기계식 실
행 방법을 제공하고, 상기 방법은: 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 1 DIDO 클러스터 사이의 신호 강도
("S1"), 및 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 2 DIDO 클러스터 사이의 신호 강도("S2")를 검출하는 단계;
S2가 S1에 비해 현저하게 낮은 제 1 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 동일 주파수
대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로
전송하기 위해 상기 제 1 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들) 중 적어도 하나의 BTS 상에
서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클
라이언트를 포함하지 않는 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들
상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하는 단계; S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨
으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 1 임계치에 이르게 되는 제 2 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가
위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 2 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테
나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키는 단계로서, 이때 상기 제 2 DIDO 클러스터의
BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 DIDO 클라이언트에서의
RF 간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하는 발생 단계; S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감
소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 2 임계치에 이르게 되는 제 3 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트
가 위치하게 될 시에, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함
한 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프
리코딩을 실행하고, 상기 제 1 DIDO 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 1 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안
테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키는 단계로서, 이때 상기 제 1 DIDO 클러스터
의 BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 클라이언트에서의 RF
간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하는 발생 단계; 및 S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감
소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 3 임계치에 이르게 되는 제 4 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트
가 위치하게 될 시에, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함
한 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신기 스테이션들
(BTS들) 중 적어도 하나의 BTS 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간
섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함하지 않는 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해
상기 제 1 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트가 제 1 DIDO 클러스[0057]
터로부터 제 2 DIDO 클러스터로 이동하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트와의 통신을 조정하는 시스템을
제공하고, 상기 시스템은: 상기 제 1 DIDO 클라이언트는, 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 1 DIDO 클러스
터 사이의 신호 강도("S1"), 및 상기 제 1 DIDO 클라이언트와 상기 제 2 DIDO 클러스터 사이의 신호 강도("S
2")를 검출하고; S2가 S1에 비해 현저하게 낮은 제 1 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될
시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트는 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라
이언트를 포함한 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 1 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신
기 스테이션들(BTS들) 중 적어도 하나의 BTS 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의
동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함하지 않는 제 2 복수의 DIDO 클라이언트로 전
송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고; S2가 S1에 비해
증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 1 임계치에 이르게 되는 제 2
특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트는 상기 제 1 DIDO 클
라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 2 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하는 채널
상태 정보(CSI)를 발생시키고, 이때 상기 제 2 DIDO 클러스터의 BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)을 해제하
는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 DIDO 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하고; S2가
S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 2 임계치에 이르게
되는 제 3 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이언트는 동일 주
파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 2 복수의 DIDO 클라이언
트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 상기 제 1
DIDO 클라이언트의 하나 이상의 안테나와 제 1 DIDO 클러스터의 하나 이상의 안테나 사이의 채널 상태를 정의하
는 채널 상태 정보(CSI)를 발생시키고, 이때 상기 제 1 DIDO 클러스터의 BTS는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)
을 해제하는 DIDO 프리코딩을 실행하여 상기 제 1 클라이언트에서의 RF 간섭을 방지하기 위해 CSI를 사용하고;
그리고 S2가 S1에 비해 증가되고, 그리고/또는 S1이 S2에 비해 감소됨으로써, S2 및 S1의 상대 값들이 제 3 임
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계치에 이르게 되는 제 4 특정 존 내에 상기 제 1 DIDO 클라이언트가 위치하게 될 시에, 상기 제 1 DIDO 클라이
언트는 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함한 제 2 복수의
DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 2 DIDO 클러스터에서의 베이스 송수신기 스테이션들(BTS들) 중 적어
도 하나의 BTS 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행하고, 동일 주파수 대역 내의 동시의 비-간섭 데이터 스트림
들을, 상기 제 1 클라이언트를 포함하지 않는 제 1 복수의 DIDO 클라이언트로 전송하기 위해 상기 제 1 DIDO 클
러스터에서의 BTS들 상에서 종래의 DIDO 프리코딩을 실행한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하[0058]
는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은, DIDO 네트워크의 하나 이상의 안테나로부터 DIDO 클라이언트로
RF 에너지를 전송하는 단계; 상기 DIDO 클라이언트의 현재 속도를 추정하는 단계; 및 상기 추정된 클라이언트
속도에 기반하여 특정 DIDO 네트워크에 상기 클라이언트를 할당하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하[0059]
는 시스템을 제공하고, 상기 시스템은, RF 에너지를 DIDO 클라이언트로 전송하는 복수의 안테나들을 가진 DIDO
네트워크를 포함하고, 상기 DIDO 네트워크의 하나 이상의 베이스 스테이션 송수신기(BTS들) 및/또는 상기 DIDO
클라이언트는 상기 DIDO 클라이언트의 현재 속도를 추정하며, 그리고 BTS들 중 하나 이상의 BTS는 상기 추정된
클라이언트 속도에 기반하여 특정 DIDO 네트워크에 상기 클라이언트를 할당한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하[0060]
는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 하나 이상의 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림을 발생시키기 위해,
하나 이상의 데이터 스트림에 DIDO 가중치를 적용하는 단계; 상기 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림이 전송되는
DIDO 통신 채널들에 관련된 입력 채널 품질 정보(CQI) 및/또는 채널 상태 정보(CSI)를 수신하는 단계; 상기 CQI
및/또는 CSI에 기반한 전력 스케일링 팩터를 판별하는 단계; 및 상기 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림 각각에 상
기 전력 스케일링 팩터를 적용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 제 1 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 조정하[0061]
는 기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 채널 상태 정보(CSI) 및/또는 채널 품질 정보(CQI)를 수신하는
단계; 상기 CSI 또는 CQI에 기반하여, 동일 클러스터 내에서 DIDO 안테나들의 그룹을 선택하는 단계; 및 상기
CSI 및/또는 CQI에 기반하여 각 그룹 내에 하나 이상의 DIDO 프리코딩된 데이터 스트림을 발생시키기 위해,
DIDO 가중치를 적용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와 통신하는 기계[0062]
식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각과 DIDO 클라이언트들 각각 간의 채널 상
태를 정의하는 채널 상태 정보(CSI)를 판별하는 단계; 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각과 DIDO 클라이언트들 각각
의 안테나들 간의 채널들 각각에 대해 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 프리코딩 가중치들을 판별하기 위
해 상기 CSI를 사용하는 단계; 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각과 DIDO 클라이언트들 각각의 안테나들 간의 링크
품질을 정의하는 링크 품질 메트릭들을 판별하기 위해 CSI 및 DIDO 프리코딩 가중치들을 사용하는 단계; 서로
다른 DIDO 클라이언트들에 대해 변조 코딩 설계들(MCS들)을 판별하기 위해, 링크 품질 메트릭들을 사용하는 단
계; 및 상기 클라이언트들에 대해 판별된 MCS들을 사용하여, 상기 제 1 복수의 DIDO 안테나 각각으로부터 개별
적인 DIDO 클라이언트들 각각으로 프리코딩된 데이터 스트림들을 전송하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 하기[0063]
위해, 직교 주파수-분할 다중(OFDM) 및 DIDO 프리코딩을 사용하는 DIDO 시스템에서 프리코딩 보간을 실행하는
기계식 실행 방법을 제공하고, 상기 방법은 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋을 판별하기 위해 ODFM 톤들의 제
1 서브셋을 선택하는 단계; 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 사이를 보간함으로써, ODFM 톤들의 제 2 서
브셋을 위해 프리코딩 가중치들의 제 2 서브셋을 얻는 단계; 및 데이터 스트림을 DIDO 클라이언트로 전송하기
전에, 상기 데이터 스트림을 프리코딩하기 위해, 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 및 상기 프리코딩 가중
치들의 제 2 서브셋의 조합을 사용하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 복수의 분배형 입력 분배형 출력을 가진(DIDO) 클라이언트와의 통신을 하기[0064]
위해, 직교 주파수-분할 다중(OFDM) 및 DIDO 프리코딩을 사용하는 DIDO 시스템에서 프리코딩 보간을 실행하는
시스템을 제공하고, 상기 시스템은 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋을 판별하기 위해 ODFM 톤들의 제 1 서브셋
을 선택하는 동작; 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 사이를 보간함으로써, ODFM 톤들의 제 2 서브셋을 위
해 프리코딩 가중치들의 제 2 서브셋을 얻는 동작; 및 데이터 스트림을 DIDO 클라이언트로 전송하기 전에, 상기
데이터 스트림을 프리코딩하기 위해, 상기 프리코딩 가중치들의 제 1 서브셋 및 상기 프리코딩 가중치들의 제 2
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서브셋의 조합을 사용하는 동작;을 실행하기 위해, 프로그램 코드를 처리하는 프로세서를 포함한다.
도면의 간단한 설명
본 발명의 보다 나은 이해는 다음 도면과 함께 상세한 설명으로부터 얻어질 수 있으며, 상기 도면에서:[0065]
도 1은 본 발명의 일 실시예에서, 이웃 DIDO 클러스터들에 의해 둘러싸인 주요 DIDO 클러스터를 도시한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에서 사용된 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 기술을 도시한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에서 사용된 시분할 다중 접속(TDMA) 기술을 도시한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에서 해결되는 서로 다른 유형의 간섭 구역들을 도시한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에서 사용된 프레임워크(framework)를 도시한다.
도 6은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트 있어 SIR=10dB이라고 하면, SNR의 함수로서 SER을 도시한 그래프를 도시
한다.
도 7은 2 개의 IDCI-프리코딩 기술로부터 도출된 SER를 나타낸 그래프를 도시한다.
도 8은 타겟 클라이언트가 주요 DIDO 클러스터로부터 간섭 클러스터로 이동하는 대표적인 시나리오를 도시한다.
도 9는 거리(D)의 함수로서 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)를 도시한다.
도 10은 플랫-페이딩 협대역 채널들에서 4-QAM 변조에 대한 3 개의 시나리오들의 심볼 에러율(SER) 성능을 도시
한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 IDCI 프리코딩의 방법을 도시한다.
도 12는 주요 DIDO 클러스터들의 중심으로부터 떨어진 클라이언트의 거리의 함수로서 일 실시에의 SINR 변화를
도시한다.
도 13은 SER이 4-QAM 변조에 대해 도출되는 일 실시예를 도시한다.
도 14는 유한 상태 기계(finite state machine)가 핸드오프 알고리즘을 실행하는 본 발명의 일 실시예를 도시한
다.
도 15는 쉐도잉(shadowing)이 있는 핸드오프 방식(strategy)의 일 실시예를 도시한다.
도 16은 도 93에 2 개 단계 사이에서 스위칭할 시의 히스테리시스 루프 메커니즘을 도시한다.
도 17은 DIDO 시스템가 전력 제어를 하는 일 실시예를 도시한다.
도 18은 4 개의 DIDO가 서로 다른 시나리오들로 4 개의 클라이언트들 및 안테나들에게 전송하는 경우에 SER 대
SNR를 도시한다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송 전력의 서로 다른 값에 대해 RF 방사원으로부터 떨어진 거리의 함수
로서 MPE 전력 밀도를 도시한다.
도 20a-b는 저-전력 및 고-전력 DIDO 분배형 안테나들의 서로 다른 분포를 도시한다.
도 21a-b는 도 20a 및 20b 각각의 구성에 대응하는 2 개의 전력 분포를 도시한다.
도 22a-b는 도 99a 및 99b 각각에 도시된 2 개의 시나리오들에 대한 비율 분포를 도시한다.
도 23은 전력 제어를 갖는 DIDO 시스템의 일 실시예를 도시한다.
도 24는 데이터를 전송하는 라운드-로빈 스케줄링 정책(Round-Robin scheduling policy)에 따라 모든 안테나 그
룹들이 반복되는 방법의 일 실시예를 도시한다.
도 25는 미국 특허 제7,636,381호의 종래의 고유 모드(eigenmode) 선택에 대한 안테나 그룹화와 전력 제어의 언
코딩된(uncoded) SER 성능과의 비교를 도시한다.
도 26a-c는 DIDO 안테나들과 클라이언트들 간의 무선 링크에 걸친 서로 다른 전력 레벨들을 해결하기 위해 BD
프리코딩이 프리코딩 가중치들을 역학적으로 조정하는 3 개의 시나리오들을 도시한다.
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도 27은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 지연 도메인 또는 즉각적인 PDP(상부 도면) 및 주파수 도메인(하부 도면)에
걸친 저주파 선택 채널들(β=1이라 함)의 진폭을 도시한다.
도 28은 클라이언트당 단일 안테나를 가진 DIDO 2x2에 대한 채널 행렬 주파수 응답의 일 실시예를 도시한다.
도 29는 DIDO 2x2에 대한 채널 행렬 주파수 응답의 일 실시예를 도시한 것으로, 이때 채널들에 대해 클라이언트
당 단일 안테나가 고주파 선택도에 특징이 지어진다(예를 들면, β=0.1).
도 30은 서로 다른 QAM 계획(즉, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM)에 대한 대표적인 SER을 도시한다.
도 31은 링크 적응화(link adaptation, LA) 기술들을 실행하는 방법의 일 실시예를 도시한다.
도 32는 링크 적응화(LA) 기술들의 일 실시예의 SER 성능을 도시한다.
도 33은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 OFDM 톤 인덱스(tone index)의 함수로서 식(28)의 행렬의 엔트리(entries)
를 도시하고, 이때 NFFT=64이고 L0=8이다.
도 34는 L0=8, M=Nt=2 송신 안테나들 및 가변 수(P)에 대해 SER 대 SNR를 도시한다.
도 35는 서로 다른 DIDO 순서 및 L0=16에 대한 보간 방법의 일 실시예의 SER 성능을 도시한다.
도 36은 슈퍼-클러스터들, DIDO-클러스터들 및 사용자-클러스터들을 사용하는 시스템의 일 실시예를 도시한다.
도 37은 본 발명의 일 실시예에 따라 사용자 클러스터들을 가진 시스템을 도시한다.
도 38a-b는 본 발명의 일 실시예에 사용된 링크 품질 메트릭 임계치들(link quality metric thresholds)을 도
시한다.
도 39-41은 사용자 클러스터들을 구축하는 링크 품질 행렬들의 예를 도시한다.
도 42는 클라이언트이 서로 다른 DIDO 클러스터들을 거쳐 이동하는 실시예를 도시한다.
발명을 실시하기 위한 구체적인 내용
상기의 종래 기술의 다수의 제한점을 극복하기 위한 하나의 해결책은 분배형 입력 분배형 출력(Distributed-[0066]
input Distributed-output, DIDO) 기술의 실시예이다. DIDO 기술은 다음 특허 및 특허 출원에 기술되고, 이러
한 모든 문헌은 본 특허의 양수인에게 양도되고 참조로 병합된다. 이러한 특허 및 출원은 "관련 특허 및 출
원"으로서 본원에 집합적으로 때때로 언급된다:
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "Interference Management, Handoff, Power Control And Link[0067]
Adaptation In Distributed-Input Distributed-Output (DIDO) Communication Systems"인 미국 출원 번호
12/802,988
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Adjusting DIDO Interference Cancellation[0068]
Based On Signal Strength Measurements"인 미국 출원 번호 12/802,976
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Managing Inter-Cluster Handoff Of[0069]
Clients Which Traverse Multiple DIDO Clusters"인 미국 출원 번호 12/802,974
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Managing Handoff Of A Client Between[0070]
Different Distributed-Input-Distributed-Output (DIDO) Networks Based On Detected Velocity Of The
Client"인 미국 출원 번호 12/802,989
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Power Control And Antenna Grouping In A[0071]
Distributed-Input-Distributed-Output (DIDO) Network"인 미국 출원 번호 12/802,958
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For Link adaptation In DIDO Multicarrier[0072]
Systems"인 미국 출원 번호 12/802,975
2010년 6월 16일에 출원되고, 발명 명칭이 "System And Method For DIDO Precoding Interpolation In[0073]
Multicarrier Systems"인 미국 출원 번호 12/802,938
2009년 12월 2일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Antenna Wireless[0074]
등록특허 10-1703384
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Communications" 인 미국 출원 번호 12/630,627
2007년 8월 20일에 출원되고, 2009년 10월 6일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed[0075]
Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,599,420;
2007년 8월 20일에 출원되고, 2009년 12월 15일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed[0076]
Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,633,994;
2007년 8월 20일에 출원되고, 2009년 12월 22일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed[0077]
Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,636,381;
2008년 6월 20일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Distributed Input-Distributed Output[0078]
Wireless Communications"인 미국 출원 번호 12/143,503;
2005년 10월 21일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Spatial-Multiplexed Tropospheric[0079]
Scatter Communications"인 미국 출원 번호 11/256,478;
2004년 7월 30일에 출원되고, 2008년 8월 26일에 등록되며, 발명 명칭이 "System and Method for Distributed[0080]
Input Distributed Output Wireless Communication"인 미국 특허 번호 7,418,053;
2004년 4월 2일에 출원되고, 발명 명칭이 "System and Method For Enhancing Near Vertical Incidence Skywave[0081]
("NVIS") Communication Using Space-Time Coding"인 미국 출원 번호 10/817,731.
본 특허 출원의 크기 및 복잡성을 줄이기 위해서, 관련된 특허 및 출원 일부의 개시물은 이하에서 명확하게 진[0082]
술하지 않는다. 상세한 본원 개시물에 대한 관련된 특허 및 출원을 참조하시길 바랍니다.
특히, 이하의 섹션 I(관련 출원 번호인 12/802,988로부터의 개시물)는 본 출원의 양수인에게 양도된 종래 기술[0083]
의 참조문 및 종래 기술의 출원을 의미하는 자체적인 말미(endnotes)를 이용한다. 말미 인용문들은 섹션 I의
끝에 나열된다(섹션 II 서두 바로 앞). 섹션 II의 인용문 사용은 섹션 I에 사용되어 겹친 인용문에 대해 숫자
로 나타낸 지명을 가질 수 있고, 이러한 숫자 지명이 서로 다른 참조문을 식별할지라도 그러하다(섹션 II의 끝
에 나열됨). 이로써, 특정 숫자 지명에 의해 식별된 참조문은, 숫자 지명이 사용된 섹션 내에 확인될 수 있다.
I. 관련 출원 번호인 12/802,988로부터의 개시물 [0084]
1. 클러스터 간의 간섭을 제거하기 위한 방법[0085]
이하에서 개시된 것은 제로 RF 에너지를 갖는 공간의 위치를 생성하기 위해 복수의 분배형 송신 안테나들을 사[0086]
용하는 무선 라디오 주파수(RF) 통신 시스템 및 방법이다. M 개의 송신 안테나들이 사용될 시에, 미리 정의된
위치들에서 제로 RF 에너지를 (M-1) 개의 지점들까지 생성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 제로 RF 에너
지의 지점들은 무선 디바이스들이고, 송신 안테나들은 송신기와 수신기 간의 채널 상태 정보(channel state
information, CSI)를 인식할 수 있다. 일 실시예에서, CSI는 수신기들에서 연산되고, 송신기들로 다시 공급된
다. 또 다른 실시예에서, 채널 가역성(channel reciprocity)이 이용된다 하면, CSI는 수신기들로부터 트레이닝
(training)을 통하여 송신기에서 연산된다. 송신기들은 동시에 전송되는 간섭 신호를 판별하기 위해 CSI를 사
용할 수 있다. 일 실시예에서, 블록 대각화(BD) 프리코딩은 제로 RF 에너지의 지점들을 발생시키기 위해 송신
안테나들에서 사용된다.
본원에서 기술된 시스템 및 방법은 상술된 종래의 송수신 빔형성(receive/transmit beamforming) 기술들과는 다[0087]
르다. 사실, 수신 빔형성은 수신 측면(널-스티어링(null-steering)을 통함)에서 간섭을 억제하기 위해 가중치
를 연산하는 반면, 본원에서 기술된 본 발명의 일부 실시예들은 "제로 RF 에너지"를 갖는 공간에서 하나 또는
다수의 위치들을 초래하는 간섭 패턴들을 생성하기 위해, 송신 측면에 가중치를 적용한다. 모든 사용자 또는
다운링크 처리량에 대해 신호 품질(또는 SINR)을 최대화하기 위해 설계된 종래의 송신 빔형성 또는 BD 프리코딩
과는 달리, 본원에서 기술된 각각의 시스템 및 방법은 특정 조건들 하에서, 그리고/또는 특정 송신기들 하에서
신호 품질을 최소화시켜, 이로 인해 클라이언트 디바이스들(때때로, 본원에서 "사용자들"이라 함)에서 제로 RF
에너지의 지점들은 생성될 수 있다. 게다가, 분배형 입력 분배형 출력(DIDO) 시스템들(관련된 특허 및 출원에
기술된)의 정황에서, 공간에 분포된 송신 안테나들은, 서로 다른 사용자들에 대해 제로 RF 에너지 및/또는 최대
SINR의 다수의 지점들을 생성하기 위해 사용될 수 있는 높은 자유도(degrees of freedom)(즉, 높은 채널 공간
다이버시티)를 제공한다. 예를 들면, M 개의 송신 안테나들을 이용하여, RF 에너지를 (M-1) 개의 지점들까지
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생성하는 것이 가능하다. 이와 달리, 실제적인 빔형성 또는 BD 다중 사용자 시스템들은 통상적으로 송신 측면
에서 공간적으로 근접한 안테나들로 설계될 수 있고, 이때 상기 안테나들은 임의의 수의 송신 안테나들 M에 대
해, 무선 링크에 걸쳐 제공받을 수 있는 동시 사용자 수를 제한시킨다.
시스템이 M 개의 송신 안테나들 및 K 명의 사용자들을 가지고, K < M이라 고려하자. 송신기가 M 개의 송신 안[0088]
테나들과 K 명의 사용자들 간의 CSI 를 인식한다고 하자. 간단하게 보면, 모든 사용자는 단
일 안테나를 갖추고 있다고 하지만, 그러나 동일한 방법은 사용자당 다수의 수신 안테나들로 확장될 수 있다.
K 명의 사용자의 위치들에서 제로 RF 에너지를 생성하는 프리코딩 가중치들 은 다음 조건을
만족시키기 위해 연산된다.
[0089]
여기서, 0
Kx1
은 모든 제로 엔트리(zero entries)를 가진 벡터이며, H는 M 개의 송신 안테나들로부터 K 명의 사용[0090]
자들까지 채널 벡터들 을 결합시킴으로써 얻어진 채널 행렬이며, 다음과 같다.
[0091]
일 실시예에서, 채널 행렬(H)의 특이 값 분해(SVD)는 연산되고, 프리코딩 가중치(w)는 H의 널 서브스페이스[0092]
(null subspace)(제로 특이 값(zero singular value)에 의해 식별됨)에 대응하는 우 특이 벡터(right singular
vector)로 정의된다.
송신 안테나들은 K 명의 사용자들의 위치들에서 제로 RF 에너지의 K 지점들을 생성하는 동안, RF 에너지를 전송[0093]
하기 위해 상기에서 정의된 가중치 벡터를 사용하고, 그 결과 k
번째
사용자에 수신된 신호는 다음과 같이 주어진
다.
[0094]
여기서, 은 k
번째
사용자의 부가 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise,[0095]
AWGN)이다.
일 실시예에서, 채널 행렬(H)의 특이 값 분해(SVD)는 연산되고, 프리코딩 가중치(w)는 H의 널 서브스페이스(제[0096]
로 특이 값에 의해 식별됨)에 대응하는 우 특이 벡터로 정의된다.
또 다른 실시예에서, 무선 시스템은 DIDO 시스템이고, 제로 RF 에너지의 지점들은 서로 다른 DIDO 통신 가능 구[0097]
역들 간의 클라이언트들에 대한 간섭을 사전 해제하기 위해(pre-cancel) 생성된다. 미국 출원 번호인
12/630,627에서, DIDO 시스템은 다음을 포함하여 기술된다:
● DIDO 클라이언트들[0098]
● DIDO 분배형 안테나들[0099]
● DIDO 베이스 송수신기 스테이션들(BTS)[0100]
● DIDO 베이스 스테이션 네트워크(BSN)[0101]
모든 BTS는 소위 DIDO 클러스터라 하는 주어진 통신 가능 구역에 서비스를 제공하는 다수의 분배형 안테나들에[0102]
연결되되, BSN을 통해 연결된다. 본 특허 출원에서, 인접한 DIDO 클러스터들 간의 간섭을 제거하는 시스템 및
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방법을 기술한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 주요 DIDO 클러스터가 이웃 클러스터들로부터 간섭(또는 타겟 클
라이언트)에 의해 영향을 받는 클라이언트(즉, 다중 사용자 DIDO 시스템에 의해 제공된 사용자 디바이스)를 관
리한다고(host) 하자.
일 실시예에서, 이웃 클러스터들은 종래의 셀룰라 시스템들과 유사하게 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 기술들에[0103]
따라 서로 다른 주파수들에서 동작된다. 예를 들면, 주파수 재사용 팩터 3을 이용하여, 동일한 캐리어 주파수
는 도 2에 도시된 바와 같이, 제 3 DIDO 클러스터마다 재사용된다. 도 2에서, 서로 다른 캐리어 주파수는 F1,
F2 및 F3로 식별된다. 이러한 실시예가 일부 실행에서 사용될 수 있는 반면, 이러한 해결책은 스펙트럼 효율의
손실을 만들어 내는데, 이는 이용 가능한 스펙트럼이 다수의 하위 대역들(subbands)로 나누어지고, DIDO 클러스
터들의 서브셋(subset)만이 동일 하위 대역들에서 동작하기 때문이다. 게다가, 이는 서로 다른 DIDO 클러스터
들이 서로 다른 주파수에 연관되기 위해 복잡한 셀 플랜닝(cell planning)을 필요로 하여, 간섭을 방지한다.
종래 기술의 셀룰라 시스템들과 동일하게, 상기와 같은 셀룰라 플랜닝은 동일 주파수를 사용하여 클러스터들 간
의 간섭을 피하기 위해, 안테나들의 특정 위치 및 송신 전력의 제한을 필요로 한다.
또 다른 실시예에서, 이웃 클러스터들은 동일 주파수 대역에서 동작하지만, 시분할 다중 접속(TDMA) 기술에 따[0104]
라 서로 다른 시간 슬롯(time slots)에서도 동작한다. 예를 들면, 도 3에 도시된 바와 같이, DIDO 송신은 도시
된 바와 같이, 특정 클러스터들에 대해 시간 슬롯들(T1, T2, 및 T3)에서만 가능해진다. 시간 슬롯들은 서로 다
른 클러스터들에 동일하게 할당될 수 있고, 그 결과 서로 다른 클러스터들은 라운드-로빈 정책에 따라 스케줄링
된다. 서로 다른 클러스터들이 서로 다른 데이터율 요건에 의해 특징이 지어지는 경우(즉, 유효 범위 구역당
소수의 클라이언트들을 가진 지방부(rural areas)에서의 클러스터들과는 반대로 붐비는 도시 환경에서의 클러스
터들), 서로 다른 우선 사항들은 서로 다른 클러스터들에 할당되고, 그 결과 보다 많은 시간 슬롯들이 큰 데이
터율 요건들을 가진 클러스터들에게 할당된다. 본 발명의 일 실시예에서 상술된 바와 같이 TDMA가 사용되었지
만, TDMA 접근법은 서로 다른 클러스터들에 걸쳐 시간 동기화를 필요로 할 수 있고, 낮은 스펙트럼 효율을 초래
할 수 있는데, 이는 간섭 클러스터들이 동시에 동일 주파수를 사용할 수 없기 때문이다.
일 실시예에서, 모든 이웃 클러스터들은 동일 주파수 대역에서 동시에 전송하고 클러스터들에 걸쳐 공간적인 처[0105]
리를 사용하여 간섭을 방지할 수 있다. 이러한 실시예에서, 다중(multi)-클러스터 DIDO 시스템은: (i) 동일 주
파수 대역 내에서 동시의 비-간섭 데이터 스트림들을 다수의 클라이언트들에게 전송하기 위해 주요 클러스터 내
에서 종래의 DIDO 프리코딩을 사용하고(예를 들면, 7,599,420; 7,633,994; 7,636,381; 및 출원 번호인
12/143,503을 포함하여, 관련 특허 및 출원에 기술됨); (ii) 타겟 클라이언트들의 위치들에서 제로 라디오 주파
수(RF) 에너지의 지점들을 생성함으로써, 도 4의 간섭 구역들(8010)에 위치한 클라이언트들에 대한 간섭을 방지
하기 위해 이웃 클러스터들에서 간섭을 해제하는 DIDO 프리코딩을 사용한다. 타겟 클라이언트가 간섭 구역
(410)에 위치한 경우, 이는 주요 클러스터(411)로부터의 데이터 스트림을 포함한 RF와 간섭 클러스터(412-
413)로부터의 제로 RF 에너지의 총합을 수신하며, 이때 상기 간섭 클러스터로부터의 제로 RF 에너지는 주요 클
러스터로부터의 데이터 스트림을 포함한 RF를 간단하게 할 수 있다. 이로써, 인접한 클러스터들은, 간섭을 받
는 간섭 구역에서의 타겟 클라이언트들 없이 동시에 동일 주파수를 이용할 수 있다.
실제 시스템들에서, DIDO 프리코딩의 성능은 예를 들면 다음과 같은 서로 다른 팩터들에 의해 영향을 받을 수[0106]
있다: 채널 추정 에러 또는 도플러 효과(DIDO 분배형 안테나들에서 노후(obsolete) 채널 상태 정보 제공); 멀티
캐리어 DIDO 시스템들에서 상호 변조 왜곡(intermodulation distortion, IMD); 시간 또는 주파수 오프셋. 이
러한 효과의 결과로, 제로 RF 에너지의 지점들을 달성하기에는 비현실적일 수 있다. 그러나, 간섭 클러스터들
로부터의 타겟 클라이언트에서 RF 에너지가 주요 클러스터로부터의 RF 에너지와 비교하여 무시할 정도가 되는
한, 타겟 클라이언트에서의 링크 성능은 간섭에 영향을 받지 않는다. 예를 들면, 클라이언트가 10
-6
의 타겟 비
트 에러율(bit error rate, BER)을 달성하기 위해 순방향 에러 정정(forward error correction, FEC) 코딩을
사용하여 4-QAM 성상(constellations)을 복조하도록 20dB 신호-대-잡음비(SNR)가 필요하다고 하자. 간섭 클러
스터로부터 수신된 타겟 클라이언트에서의 RF 에너지가 주요 클러스터로부터 수신된 RF 에너지 20dB 미만인 경
우, 간섭은 무시될 수 있고, 클라이언트는 미리 정의된 BER 타겟 내에서 성공적으로 데이터를 복조할 수 있다.
이로써, 본원에서 사용되는 바와 같이, 용어 "제로 RF 에너지"는, RF 신호를 간섭하는 RF 에너지가 제로라는 것
을 반드시 의미하지는 않는다. 오히려, 이는 RF 에너지가 원하는 RF 신호의 RF 에너지에 대해 현저하게 낮아
그 결과 원하는 RF 신호가 수신기에서 수신될 수 있다는 것을 의미한다. 게다가, 원하는 RF 에너지에 대해 RF
에너지를 간섭하기 위해 원하는 특정 임계치들이 기술되었지만, 본 발명의 근본적인 원리는 특정 임계치 값에
제한되지는 않는다.
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도 4에 도시된 바와 같이 서로 다른 유형의 간섭 구역들(8010)이 있다. 예를 들면, "유형 A" 존들(도 80에서[0107]
문자 "A"라 지칭함)은 단지 하나의 이웃 클러스터로부터 간섭에 의해 영향을 받는 반면, "유형 B" 존들(문자
"B"라 지칭함)은 2 개 또는 다수의 이웃 클러스터들로부터 간섭을 해결한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에서 사용된 프레임워크를 도시한다. 점들은 DIDO 분배형 안테나들을 도시하고, 십[0108]
자형은 DIDO 클라이언트들을 의미하고, 화살표는 RF 에너지의 전파 방향을 나타낸다. 주요 클러스터에서의
DIDO 안테나들은 상기 클러스터에서 프리코딩된 데이터 신호를 클라이언트들(MC 501)에게 전송한다. 이와 마찬
가지로, 간섭 클러스터에서의 IDO 안테나들은 종래의 DIDO 프리코딩을 통하여 상기 클러스터 내에서 클라이언트
들(IC 502)을 제공한다. 녹색 십자형(503)은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트(TC 503)를 나타낸다. 주요 클러
스터(511)에서 DIDO 안테나들은 종래의 DIDO 프리코딩을 통하여 타겟 클라이언트(흑색 화살표)로 프리코딩된 데
이터 신호를 전송한다. 간섭 클러스터(512)에서의 DIDO 안테나들은 타겟 클라이언트(503) 방향(녹색 화살표)을
향하여 제로 RF 에너지를 생성하기 위해 프리코딩을 사용한다.
도 4의 간섭 구역(410A, B)에서의 타겟 클라이언트(k)에 수신된 신호는 다음과 같이 주어진다.[0109]
(1)[0110]
여기서, k=1,…,K이며, K는 간섭 구역(8010A, B)에서 클라이언트들의 수이며, U는 주요 DIDO 클러스터에서 클라[0111]
이언트들의 수이고, C는 간섭 DIDO 클러스터들(412-413)의 수이며, 그리고 Ic는 간섭 클러스터(c)에서 클라이언
트들의 수이다. 게다가, 는 클라이언트 디바이스들에 M 개의 송신 DIDO 안테나들 및 N 개의
수신 안테나들이 있다고 하면, 클라이언트(k)에서 수신 데이터 스트림들을 포함하는 벡터이고;
는 주요 DIDO 클러스터에서 클라이언트(k)로의 송신 데이터 스트림들의 벡터이고;
는 주요 DIDO 클러스터에서 클라이언트(u)로의 송신 데이터 스트림들의 벡터이고;
는 c
번째
간섭 DIDO 클러스터에서 클라이언트(i)로의 송신 데이터 스트림들의 벡터이고;
는 클라이언트(k)의 N 개의 수신 안테나들에서 부가 백색 가우시안 잡음(AWGN)의 벡터이고;
는 주요 DIDO 클러스터의 클라이언트(k)에서 M 개의 송신 DIDO 안테나들부터 N 개의 수신 안
테나들까지의 DIDO 채널 행렬이고; 는 c
번째
간섭 DIDO 클러스터의 클라이언트(k)에서 M 개의
송신 DIDO 안테나들로부터 N 개의 수신 안테나들(t)까지의 DIDO 채널 행렬이고; 는 주요 DIDO
클러스터에서 클라이언트(k)에 대한 DIDO 프리코딩 가중치들의 행렬이고; 는 주요 DIDO 클러스
터에서 클라이언트(u)에 대한 DIDO 프리코딩 가중치들의 행렬이며; 는 c
번째
간섭 DIDO 클러스
터에서 클라이언트(i)에 대한 DIDO 프리코딩 가중치들의 행렬이다.
대부분의 손실 없이 표기를 간략하게 하기 위해, 모든 클라이언트들이 N 개의 수신 안테나들을 갖추고 있고,[0112]
DIDO 클러스터마다 M 개의 DIDO 분배형 안테나들이 있고, M≥(N·U)이고 M≥(N·Ic),∀c=1,…,C이라고 하자. M
이 클러스터에서 수신 안테나들의 총 수보다 큰 경우, 추가 송신 안테나들은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트들
에 대한 간섭을 사전 해제하기 위해, 또는 7,599,420; 7,633,994; 7,636,381; 및 출원 번호인 12/143,503을 포
함하여 관련 특허 및 출원에 기술된 다이버시티 기법을 통해 동일 클러스터 내의 클라이언트들에 대해 링크 강
화를 개선시키기 위해, 간섭을 사전 해제하기 위해 사용된다.
DIDO 프리코딩 가중치들은 동일한 DIDO 클러스터 내의 클라이언트 간의 간섭을 사전 해제하기 위해 연산된다.[0113]
예를 들면, 7,599,420; 7,633,994; 7,636,381; 및 출원 번호인 12/143,503을 포함하여 관련 특허 및 출원에 기
술된 블록 대각화(BD) 프리코딩 및 [7]은 클라이언트 간의 간섭을 제거하기 위해 사용될 수 있고, 그 결과 다음
조건은 주요 클러스터에서 만족된다.
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이때 (2)[0114]
이웃 DIDO 클러스터들의 프리코딩 가중치 행렬들은 다음 조건을 만족하도록 설계된다.[0115]
및 (3)[0116]
프리코딩 행렬들(Wc,i)을 연산하기 위해, 간섭 클러스터에서 M 개의 송신 안테나들로부터 Ic 클라이언트들까지,[0117]
이뿐 아니라 간섭 구역에서 클라이언트(k)까지 다운링크 채널은 추정되고 프리코딩 행렬은 간섭 클러스터에서
DIDO BTS에 의해 연산된다. BD 방법이 간섭 클러스터들에서 프리코딩 행렬들을 연산하기 위해 사용되는 경우,
다음의 유효 채널 행렬은 이웃 클러스터들에서 i
번째
클라이언트에 대한 가중치를 연산하기 위해 만들어진다.
(4)[0118]
여기서, 는 간섭 클러스터(c)에 대한 로부터 얻어진 행렬이며, i
번째
클라이언트에 대[0119]
응하는 행(rows)은 제거된다.
조건 (2) 및 (3)을 (1)로 대체하면, 타겟 클라이언트(k)에 대해 수신된 데이터 스트림들을 얻을 수 있고, 클러[0120]
스터 내의 그리고 클러스터 간의 간섭은 제거된다.
(5)[0121]
이웃 클러스터들에서 연산된 (1)에서의 프리코딩 가중치들(Wc,i)은 이러한 클러스터들에서 모든 클라이언트들로[0122]
프리코딩된 데이터 스트림들을 전송하기 위해 설계되면서, 간섭 구역에서 타겟 클라이언트에 대한 간섭을 사전
해제한다. 타겟 클라이언트는 그의 주요 클러스터로부터 단지 프리코딩된 데이터를 수신한다. 서로 다른 실시
예에서, 동일한 데이터 스트림은 다이버시티 이득을 얻기 위해 주요 및 이웃 클러스터들 둘 다로부터 타겟 클라
이언트로 전송된다. 이 경우에, (5)의 신호 모델은 다음과 같이 표기된다.
(6)[0123]
여기서, Wc,k는 c
번째
클러스터에서의 DIDO 송신기로부터 간섭 구역에서의 타겟 클라이언트(k)까지의 DIDO 프리코[0124]
딩 행렬이다. 특히, (6)의 방법은 이웃 클러스터들을 거쳐 시간 동기화를 필요로 하고, 이때 상기 동기화는 큰
시스템들에서 달성하기 복잡할 수 있지만, 그럼에도 불구하고 다이버시티 이득 이익이 실행 비용의 타당함을 보
여주는 경우에는 실현 가능성이 높다.
신호-대-잡음비(SNR)의 함수로서 심볼 에러율(symbol error rate, SER) 면에서 제안된 방법의 성능을 평가하기[0125]
시작했다. 대부분의 손실 없이, 클라이언트당 단일 안테나를 가정한 다음의 신호 모델을 정의하고 (1)을 다음
과 같이 새로 만들었다.
(7)[0126]
여기서, INR은 INR=SNR/SIR로 정의된 간섭-대-잡음비이고, SIR은 신호-대-간섭비이다.[0127]
도 6은 간섭 구역에서 타겟 클라이언트에 대해 SIR=10dB라 하면, SNR의 함수로 SER을 도시한다. 대부분의 손실[0128]
없이, 순방향 에러 정정(forwards error correction, FEC) 코딩 없이 4-QAM 및 16-QAM에 대해 SER을 측정했다.
언코딩된 시스템들에 대해서는 타겟 SER을 1 %로 고정했다. 이러한 타겟은 변조 순서에 따라 SNR의 서로 다른
값에 대응한다(즉, 4-QAM에 대해서는 SNR=20dB이고 16-QAM에 대해서는 SNR=28dB). 낮은 SER 타겟들은 SNR의
동일 값에 대해 만족될 수 있되, 코딩 이득으로 인해 FEC 코딩을 사용할 시에 그러하다. 클러스터당 2 개의
DIDO 안테나들 및 2 개의 클라이언트들(단일 안테나 각각이 갖추어짐)을 가진 2 개의 클러스터들(하나의 주요
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클러스터 및 하나의 간섭 클러스터)의 시나리오를 고려한다. 주요 클러스터에서 클라이언트들 중 하나는 간섭
구역에 위치한다. 플랫-페이딩 협대역 채널(flat-fading narrowband channels)이라 하지만, 다음의 결과는 주
파수 선택 멀티캐리어(OFDM) 시스템들까지 넓어질 수 있고, 각각의 서브캐리어는 플랫 페이딩을 받는다. 2 개
의 시나리오들을 고려해보면: (i) 하나는 프리코딩 가중치들(wc,i)이 간섭 구역에서 타겟 클라이언트를 해결함
없이 연산되는 DIDO-클러스터 간의 간섭(IDCI)이며; 그리고 (ii) 다른 하나는 타겟 클라이언트에 대해 IDCI를
해제하기 위해 가중치(wc,i)를 연산함으로써 IDCI가 제거되는 것이다. 관측해 본 바와 같이, IDCI가 있을 시에,
SER은 미리 정의된 타겟을 초과하여 높다. 이웃 클러스터에서 IDCI-프리코딩을 이용하여, 타겟 클라이언트에
대한 간섭은 제거되고, SER 타겟들은 SNR > 20dB이 되도록 이른다.
도 6은 (5)에서의 IDCI-프리코딩 결과물이다. 이웃 클러스터들에서 IDCI-프리코딩이 (6)에서와 같이 간섭 구역[0129]
에서 타겟 클라이언트에 대해 데이터 스트림들을 프리코딩하기 위해 사용될 수도 있는 경우, 부가 다이버시티
이득이 얻어진다. 도 7은 2 개의 기술들로부터 도출된 SER을 비교하고 이때 2 개의 기술은 다음과 같다: (i)
(5)에서의 IDCI-프리코딩을 사용한 "방법 1"; (ii) 이웃 클러스터들이 타겟 클라이언트로 프리코딩된 데이터 스
트림도 송신하는 (6)에서의 IDCI-프리코딩을 사용한 "방법 2". 방법 2는, 타겟 클라이언트로 프리코딩된 데이
터 스트림을 송신하기 위해 사용된 이웃 클러스터에서 DIDO 안테나들에 의해 제공된 부가 어레이 이득
(additional array gain)으로 인한 종래의 IDCI-프리코딩에 비해 ~3dB 이득을 낸다. 보다 일반적으로, 방법 1
에 대한 방법 2의 어레이 이득은 10*log10(C 1)에 비례하고, 여기서 C는 이웃 클러스터들의 수이고, 팩터 "1"은
주요 클러스터를 의미한다.
다음으로, 간섭 구역에 대해 타겟 클라이언트의 위치 함수로서 상기의 방법의 성능을 평가했다. 하나의 간단한[0130]
시나리오를 고려해보면, 타겟 클라이언트(8401)는 도 8에 도시된 바와 같이, 주요 DIDO 클러스터(802)로부터 간
섭 클러스터(803)까지 이동한다. 주요 클러스터(802) 내의 모든 DIDO 안테나들(812)이 조건 (2)를 만족하기 위
해 클러스터 내의 간섭을 해제하도록 BD 프리코딩을 사용한다고 하자. 클라이언트 디바이스(801)에서 단일 간
섭 DIDO 클러스터, 단일 수신기 안테나를 가정해 보면, 주요 또는 간섭 클러스터에서 모든 DIDO 안테나들로부터
클라이언트까지의 경로 손실은 동일하다(즉, DIDO 안테나들은 클라이언트 주위의 원에 위치함). 경로 손실 지
수 4를 가진 하나의 간단한 경로 손실 모델을 사용한다(통상적인 도시 환경과 같음)[11].
이하에서 분석은 경로 손실을 해결하기 위해 (7)을 연장한, 다음의 간단한 신호 모델에 기반한다.[0131]
(8)[0132]
여기서, 신호-대-간섭(SIR)은 SIR=((1-D)/D)
4
로 도출된다. IDCI를 모델링할 시에, 3 개의 시나리오들을 고려해[0133]
볼 수 있는데, 다음과 같다: i) IDCI가 없는 이상적인 경우; ii) 조건 (3)을 만족하기 위해 간섭 클러스터에서
BD 프리코딩을 통해 사전 해제된 IDCI; iii) 이웃 클러스터에 의해 사전 해제되지 않은 IDCI.
도 9는 D의 함수로서 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)를 도시한다(즉, 타겟 클라이언트가 간섭 클러스터[0134]
(8403)에서 주요 클러스터(802)로부터 DIDO 안테나들(813)을 향하여 이동할 경우). SINR은 (8)의 신호 모델을
사용하여 신호 전력 및 간섭 플러스 잡음 전력의 비로 도출된다. Do=0.1이고 D=Do인 경우 SNR=50dB로 추정된다.
IDCI가 없는 경우, 무선 링크 성능은 단지 잡음에 의해서만 영향을 받고 SINR은 경로 손실로 인해 감소된다.
IDCI가 있는 경우(즉, IDCI-프리코딩 없음), 이웃 클러스터에서 DIDO 안테나들로부터의 간섭은 SINR을 감소시키
는데 기여한다.
도 10은 플랫-페이딩 협대역 채널들에서 4-QAM 변조에 대해 상기의 3 개의 시나리오들의 심볼 에러율(SER) 성능[0135]
을 도시한다. 이러한 SER 결과물은 도 9의 SINR에 대응한다. 언코딩된 시스템들(즉, FEC 없음)에 대한 1%의
SER 임계치가 도 9에서 SINR 임계치(SINRT=20dB)에 대응된다고 추정된다. SINR 임계치는 데이터 송신에 사용되
는 변조 순서에 따라 달라진다. 높은 변조 순서는 통상적으로 동일한 타켓 에러율을 이루기 위해 높은 SINRT에
의해 특징이 지어진다. FEC를 이용하여, 낮은 타겟 SER은 코딩에 의한 동일한 SINR 값을 위해 다시 달성될 수
있다. 프리코딩이 없는 IDCI의 경우에서, 타겟 SER은 단지 범위 D < 0.25 내에서 달성된다. 이웃 클러스터에
서 IDCI-프리코딩을 이용하여, 타겟 SER을 만족하는 범위는 D < 0.6 까지 확장된다. 상기 범위를 넘어서, SINR
은 경로 손실로 인해 증가되고 SER 타겟은 만족되지 않는다.
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IDCI 프리코딩에 대한 방법의 일 실시예는 도 11에 도시되고, 다음 단계로 구성된다:[0136]
● SIR 추정(1101): 클라이언트들은 주요 DIDO 클러스터(즉, 수신되고 프리코딩된 데이터에 기반함)로부터 신호[0137]
전력을 추정하고, 이웃 DIDO 클러스터들로부터 간섭-플러스-잡음 신호 전력을 추정한다. 단일-캐리어 DIDO 시
스템들에서, 프레임 구조는 짧은 정적 기간(short periods of silence)으로 설계될 수 있다. 예를 들면, 정적
기간은 채널 상태 정보(CSI) 피드백 동안 채널 추정에 대한 트레이닝과 프리코딩된 데이터 송신 간에 정의될 수
있다. 일 실시예에서, 이웃 클러스터들로부터의 간섭-플러스-잡음 신호 전력은 주요 클러스터에서 DIDO 안테나
들로부터 정적 기간 동안 측정된다. 실제 DIDO 멀티캐리어(OFDM) 시스템들에서, 널 톤(null tones)은 통상적으
로 송수신 측면에서의 필터링으로 인해 밴드 에지의 감쇠 및 직류(DC) 오프셋을 방지하기 위해 사용된다. 멀티
캐리어 시스템들을 사용하는 또 다른 실시예에서, 간섭-플러스-잡음 신호 전력은 널 톤으로부터 추정된다. 정
정 팩터는 대역의 에지에서의 송수신 필터 감쇠를 보상하기 위해 사용될 수 있다. 주요 클러스터로부터의 신호
-플러스-간섭-및-잡음 전력(PS) 및 이웃 클러스터들(PIN)로부터의 간섭-플러스-잡음 전력이 추정되면, 클라이언
트는 다음과 같이 SINR을 연산한다.
(9)[0138]
대안적으로, SINR 추정은 무선 신호 전력을 측정하기 위해, 통상적인 무선 통신 시스템들에서 사용된 수신 신호[0139]
강도 인디케이션(received signal strength indication, RSSI)으로부터 도출된다.
관측한 바와 같이, (9)에서의 메트릭은 잡음과 간섭 전력 레벨 사이를 식별할 수 없다. 예를 들면, 간섭이 없[0140]
는 환경에서, 쉐도잉(즉, 주요 클러스터에서 모든 DIDO 분배형 안테나들로부터 신호 전력을 감쇠시키는 장애물
들 뒤)에 의해 영향을 받은 클라이언트들은 SINR이 낮게 추정될 수 있는데, 이들이 클러스터 간의 간섭에 의해
영향을 받지 않더라도 그러하다.
제안된 방법에 대해 보다 신뢰 가능한 메트릭은 다음과 같이 연산된 SIR이다.[0141]
(10)[0142]
여기서, PN 잡음 전력이다. 실제 멀티캐리어 OFDM 시스템들에서, (10)에서의 잡음 전력(PN)은 널 톤으로부터 추[0143]
정되고, 이때 주요 및 이웃 클러스터들로부터 모든 DIDO 안테나들이 동일한 세트의 널 톤을 사용한다고 하자.
간섭-플러스-잡음 전력(PIN)은 상술된 바와 같이, 정적 기간으로부터 추정된다. 최종적으로, 신호-플러스-간섭-
및-잡음 전력(PS)은 데이터 톤으로부터 도출된다. 이러한 추정으로부터, 클라이언트는 (10)의 SIR을 연산한다.
● 이웃 클러스터들에서의 채널 추정(1102-1103): (10)의 추정된 SIR이 도 11의 8702에서 미리 정의된 임계치[0144]
(SIRT) 미만이 된다고 판별된 경우, 클라이언트는 이웃 클러스터들로부터 트레이닝 신호에 주목하기(listening)
시작한다. 특히, SIRT는 데이터 송신에 사용되는 변조 및 FEC 코딩 기법(coding scheme)(MCS)에 따라
달라진다. 서로 다른 SIR 타겟들은 클라이언트의 MCS에 따라 정의된다. 서로 다른 클러스터들로부터 DIDO 분
배형 안테나들이 시간 동기화가 될 시에(즉, 시간과 관련하여 동일한 초당 펄스(pulse-per-second, PPS)로
잠김), 클라이언트는 8703에서 이웃 클러스터들의 DIDO 안테나들에게 상기 클라이언트의 채널 추정치
(estimates)를 전달하기 위해 트레이닝 시퀀스(training sequence)를 사용한다. 이웃 클러스터들에서 채널 추
정에 대한 트레이닝 시퀀스는 주요 클러스터로부터의 트레이닝에 직교하도록 설계된다. 대안적으로, 서로 다른
클러스터들에서 DIDO 안테나들이 시간 동기화가 되지 않을 시에, 직교 시퀀스(양호한 상호 상관 속성(cross-
correlation properties))은 서로 다른 DIDO 클러스터들에서 시간 동기화에 대해 사용된다. 클라이언트가 이웃
클러스터들의 시간/주파수 기준에 잠기게 되면, 채널 추정은 1103에서 실행된다.
● IDCI 프리코딩(1104): 채널 추정이 이웃 클러스터들의 DIDO BTS에서 이용 가능하다면, IDCI-프리코딩은 (3)[0145]
의 조건을 만족하기 위해 연산된다. 이웃 클러스터들의 DIDO 안테나들은 이들의 클러스터에서 프리코딩된 데이
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터 스트림들을 단지 클라이언트들에게 전송하면서, 도 4의 간섭 구역(410)에서 클라이언트들에 대한 간섭을 사
전 해제한다. 관측한 바와 같이, 클라이언트가 도 4의 B 간섭 구역(410) 유형에 위치하는 경우, 클라이언트에
대한 간섭은 다수의 클러스터들에 의해 발생되고, IDCI-프리코딩은 동시에 모든 이웃 클러스터들에 의해 실행된
다.
핸드오프 방법 [0146]
이하에서, 별도의 구역에 위치하거나 서로 다른 종류의 서비스(즉, 저- 또는 고-이동도 서비스)를 제공하는 분[0147]
배형 안테나들에 의해 위치한 DIDO 클러스터들을 거쳐 이동하는 클라이언트들을 위한 서로 다른 핸드오프 방법
을 기술한다.
a. 인접한 DIDO 클러스터들 간의 핸드오프[0148]
일 실시예에서, 상술된 클러스터 간의 간섭을 제거하기 위한 IDCI-프리코더(precoder)는 DIDO 시스템들에서 핸[0149]
드오프 방법에 대한 기준치(baseline)로 사용된다. 셀룰라 시스템들에서 종래의 핸드오프는 서로 다른 베이스
스테이션들에 의해 제공된 셀들을 걸쳐 균일하게 스위칭하는 클라이언트들을 위해 구상되었다. DIDO 시스템들
에서, 핸드오프는 클라이언트들이 하나의 클러스터로부터 또 다른 클러스터로 연결 손실 없이 이동하도록 한다.
DIDO 시스템들에 대한 핸드오프 방식의 일 실시예를 도시하기 위해, 다시 고려된 바와 같이 도 8의 예가 단지 2[0150]
개의 클러스터들(802 및 803)을 가진다고 하자. 클라이언트(801)가 주요 클러스터(C1)(802)로부터 이웃 클러스
터(C2)(803)로 이동할 시에, 핸드오프 방법의 일 실시예는 역동적으로 서로 다른 클러스터들에서 신호 품질을
계산하고, 클라이언트에게 최저 에러율 성능을 제공하는 클러스터를 선택한다.
도 12는 클러스터들(C1)의 중심으로부터 떨어진 클라이언트의 거리의 함수로 SINR 변화를 도시한다. FEC 코딩[0151]
이 없는 4-QAM 변조에 있어서, 타겟이 SINR=20dB라는 것을 고려한다. 원형으로 식별된 라인은, C1 및 C2 둘 다
가 간섭 해제 없이 DIDO 프리코딩을 사용할 시에, C1의 DIDO 안테나들에 의해 제공된 타겟 클라이언트에 대해
SINR을 나타낸다. SINR은 이웃 클러스터로부터의 간섭 및 경로 손실로 인해 D의 함수로 감소된다. IDCI-프리
코딩이 이웃 클러스터에서 실행될 시에, SINR 손실은 단지 경로 손실로 인한 것인데(삼각형 라인에 의해
도시됨), 이는 간섭이 완전하게 제거되었기 때문이다. 대칭적 행동(symmetric behavior)은, 클라이언트가 이웃
클러스터로부터 제공될 시에, 겪게 된다. 핸드오프 방식의 일 실시예는, 클라이언트가 C1으로부터 C2로 이동할
시에 알고리즘이 서로 다른 DIDO 기법들 간을 스위칭하여 미리 정의된 타켓을 초과하여 SINR을 유지하도록 정의
된다.
도 12의 도면으로부터, 도 13에서 4-QAM 변조에 대한 SER을 도출할 수 있다, 관측된 바와 같이, 서로 다른 프리[0152]
코딩 방식들 간을 스위칭함으로써, SER은 미리 정의된 타켓 내에 유지된다.
핸드오프 방식의 일 실시예는 다음과 같다.[0153]
● C1-DIDO 및 C2-DIDO 프리코딩: 클라이언트가 간섭 구역으로부터 멀리 떨어져 C1 내에 위치할 시에,[0154]
클러스터들(C1 및 C2) 둘 다는 종래의 DIDO 프리코딩으로 독립적으로 동작한다.
● C1-DIDO 및 C2-IDCI 프리코딩: 클라이언트가 간섭 구역을 향해 이동할 시에, 그의 SIR 또는 SINR는[0155]
저하된다. 타겟(SINRT1)에 이를 시에, 타겟 클라이언트는 C2의 모든 DIDO 안테나들로부터 채널을 추정하기 시작
하고, CSI를 C2의 BTS에 제공한다. C2의 BTS는 IDCI-프리코딩을 연산하고, C2의 모든 클라이언트들에게 전송하
면서, 타겟 클라이언트에 대한 간섭을 방지한다. 타겟 클라이언트가 간섭 구역 내에 위치하는 한, C1 및 C2 둘
다에 그의 CSI를 연속적으로 제공할 수 있다.
● C1-IDCI 및 C2-DIDO 프리코딩: 클라이언트가 C2를 향해 이동할 시에, 그의 SIR 또는 SINR은 타겟에[0156]
다시 이를 때까지 감소한다. 이 지점에서 클라이언트는 이웃 클러스터로 스위칭하는 것을 결정한다. 이 경우
에, C1은 IDCI-프리코딩을 이용하여 C1 방향을 향하여 제로 간섭을 생성하기 위해 타겟 클라이언트로부터 CSI를
사용하기 시작하는 반면, 이웃 클러스터는 종래의 DIDO-프리코딩을 위한 CSI를 사용한다. 일 실시예에서, SIR
추정치가 타겟에 이를 시에, 클러스터들(C1 및 C2)은 대안적으로 DIDO- 및 IDCI-프리코딩 기법 둘 다를 시도하
여, 클라이언트가 양쪽 경우에서 SIR을 추정하도록 한다. 그 후, 클라이언트는 특정 에러율 성능 메트릭을 최
대화시키기 위해 최적의 기법을 선택한다. 이러한 방법이 적용될 시에, 핸드오프 방식에 대한 교차 지점
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(cross-over point)은 도 12에서 삼각형 및 마름모를 가진 곡선들의 교차점에서 일어난다. 일 실시예는 (6)에
기술된 변형 IDCI-프리코딩 방법을 사용하고, 여기서 이웃 클러스터는 또한 프리코딩된 데이터 스트림을 타겟
클라이언트에 전송하여, 어레이를 다시 제공한다. 이러한 접근법을 이용하여, 핸드오프 방식은 간단하게 되는
데, 이는 클라이언트가 교차 지점에서 양쪽 방식에 대해 SINR을 추정할 필요가 없기 때문이다.
● C1-DIDO 및 C2-DIDO 프리코딩: 클라이언트가 C2를 향해 간섭 존 외부로 이동할 시에, 주요 클러스터[0157]
(C1)는 IDCI-프리코딩을 통하여 상기 타겟 클라이언트를 향하여 간섭을 사전 해제하는 것을 정지하고, C1에 남
아 있는 모든 클라이언트들에 대해 종래의 DIDO-프리코딩으로 다시 가도록 스위칭된다. 본 핸드오프 방식의 이
러한 최종 교차 지점은 타겟 클라이언트로부터 C1으로 불필요한 CSI 피드백을 피하기 위해 사용될 수 있고, 이
로 인해, 피드백 채널 상의 오버헤드를 감소시킨다. 일 실시예에서, 제 2 타겟(SINRT2)이 정의된다. SINR(또는
SIR)이 이러한 타켓를 초과하여 증가할 시에, 상기 방식은 C1-DIDO 및 C2-DIDO으로 스위칭된다. 일
실시예에서, 클러스터(C1)는 클라이언트가 SINR을 추정하도록, DIDO-과 IDCI-프리코딩 간을 교대로 유지시킨다.
그 후, 클라이언트는 위로부터 타겟(SINRT1)에 보다 근접하게 접근하는 C1에 대한 방법을 선택한다.
상술된 방법은 실시간으로 서로 다른 기법들에 대한 SINR 또는 SIR 추정치를 연산하고 최적의 기법을 선택하도[0158]
록 이들을 사용한다. 일 실시예에서, 핸드오프 알고리즘은 도 14에 도시된 유한 상태 기계(finite-state
machine)에 기반하여 설계된다. 클라이언트는 그의 현재 상태의 트랙(track)을 유지하고, SINR 또는 SIR이 도
12에 도시된 미리 정의된 임계치들 미만 또는 초과하여 떨어질 시에 다음 단계로 스위칭된다. 상술된 바와 같
이, 단계(1201)에서, 양쪽 클러스터들(C1 및 C2)은 독립적으로 종래의 DIDO 프리코딩으로 동작하고, 클라이언트
는 클러스터(C1)에 의해 제공되고; 단계(1202)에서, 클라이언트는 클러스터(C1)에 의해 제공되고, C2의 BTS는
IDCI-프리코딩을 연산하고, 클러스터(C1)는 종래의 DIDO 프리코딩을 사용하여 동작하고; 단계(1203)에서, 클라
이언트는 클러스터(C2)에 의해 제공되고, C1의 BTS는 IDCI-프리코딩을 연산하고 클러스터(C2)는 종래의 DIDO 프
리코딩을 사용하여 동작하며; 그리고 단계(1204)에서, 클라이언트는 클러스터(C2)에 의해 제공되고, 양쪽 클러
스터들(C1 및 C2)는 독립적으로 종래의 DIDO 프리코딩으로 동작한다.
쉐도잉 효과가 있는 경우, 신호 품질 또는 SIR은 도 14의 연이은 상태들 간의 반복되는 스위칭들로 인해 도 15[0159]
에 도시된 바와 같이, 임계치들 주위에서 요동할 수 있다. 반복되는 변화 상태들이 원치 않는 효과를 나타내는
데, 이는 송신 기법들 간의 스위칭을 가능케 하기 위해 클라이언트들과 BTS들 간의 제어 채널들 상에서 현저한
오버헤드를 초래하기 때문이다. 도 15는 쉐도잉이 있을 시에 핸드오프 방식의 일 예를 나타낸다. 일 실시예에
서, 쉐도잉 계수는 분산 3 [3]을 가진 대수 정규 분포(log-normal distribution)에 따라 시뮬레이션된다. 이하
에서, DIDO 핸드오프 동안 반복적인 스위칭 효과를 방지하기 위해 일부 방법을 정의한다.
본 발명의 일 실시예는 상태 스위칭 효과(state switching effects)에 대처하기 위해 히스테리시스 루프를 사용[0160]
한다. 예를 들면, 도 14의 "C1-DIDO,C2-IDCI" 9302 상태와 "C1-IDCI,C2-DIDO" 9303 상태 간을 스위칭할 시에
(또는 그 반대로), 임계치(SINRT1)는 범위(A1) 내에 조정될 수 있다. 이러한 방법은, 신호 품질이 SINRT1 주위
에서 발진할 시에 상태들 간의 반복적인 스위칭들을 피한다. 예를 들면, 도 16은 도 14의 2 개의 상태들 간을
스위칭할 시에 히스테리시스 루프 메커니즘을 도시한다. 상태 B로부터 A로 스위칭되기 위해, SIR은
(SIRT1 A1/2)보다 커야 하지만, A로부터 B로 다시 스위칭되기 위해서는 (SIRT1-A1/2) 미만으로 떨어져야 한다.
서로 다른 실시예에서, 임계치(SINRT2)는 도 14의 유한 상태 기계의 제 1 상태와 제 2 상태(또는 제 3 상태와 제[0161]
4 상태) 간의 반복적인 스위칭을 피하기 위해 조정된다. 예를 들면, 값 (A2)의 범위는 임계치(SINRT2)가 채널
조건 및 쉐도잉 효과에 따라 달라지는 범위 내에 선택되도록 정의될 수 있다.
일 실시예에서, 무선 링크 상에 기대된 쉐도잉의 분산에 따라 달라지고, SINR 임계치는 범위[SINRT2, SINRT2 A2][0162]
내에 역동적으로 조정된다. 대수 정규 분포의 분산은, 클라이언트가 그의 현재 클러스터로부터 이웃 클러스터
로 이동할 시에, 수신 신호 강도(또는 RSSI)의 분산으로부터 추정될 수 있다.
상기 방법은 클라이언트가 핸드오프 방식을 작동시킨 경우이다. 일 실시예에서, 핸드오프 결정은 DIDO BTS들에[0163]
따르되, 다수의 BTS들을 거친 통신이 가능하다고 한 경우에 그러하다.
간략하게 보면, 상기 방법은 FEC 코딩 및 4-QAM이 없이 도출된다. 보다 일반적으로 SINR 또는 SIR 임계치들은[0164]
서로 다른 변조 코딩 설계들(MCS들)에 대해 도출되고, 핸드오프 방식은 간섭 구역에서 각 클라이언트에 대해 다
운링크 데이터율을 최적화시키기 위해 링크 적응화(예를 들면, 미국 특허 제7,636,381호 참조)와 결합하여 설계
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된다.
b. 저-도플러 DIDO 네트워크와 고-도플러 DIDO 네트워크 간의 핸드 오프[0165]
DIDO 시스템들은 다운링크 채널 상에서 데이터 스트림들을 프리코딩하기 위해 폐쇄 루프 전송 기법을 사용한다.[0166]
폐쇄 루프 기법들은 피드백 채널 상의 지연 편차(latency)에 의해 본질적으로 제약을 받는다. 실제 DIDO 시스
템들에서, 연산 시간은 처리 전력을 높게 가진 송수신기들에 의해 감소될 수 있고, 기대되는 바와 같이, 대부분
의 지연 편차는 DIDO BSN에 의해 도입되되, CSI 및 기저대역 프리코딩된 데이터가 BTS로부터 분배형 안테나들로
전달될 시에 그러하다. BSN은 DSL(digital subscriber lines), 케이블 모뎀들, 섬유 링들(fiber rings), T1
라인들(lines), 하이브리드 섬유 동축(hybrid fiber coaxial, HFC) 네트워크들, 및/또는 고정 무선 (예를
들면, WiFi)을 포함하지만 이에 제한되지 않은 다양한 네트워크 기술에 포함될 수 있다. 전용 섬유는 통상적으
로 매우 큰 대역폰 및 잠재적으로 국부 영역에서 밀리세컨드보다 작은 낮은 지연편차를 가지지만, DSL 및 케이
블 모뎀들보다 널리 배치되지는 않는다. 오늘날, DSL 및 케이블 모뎀 연결은 통상적으로 미국에서 10-25ms 내
지의 라스트 마일 지연 편차(last-mile latency)를 가지지만, 이들은 매우 널리 배치된다.
BSN 상의 최대 지연 편차는 DIDO 프리코딩의 성능 저하 없이 DIDO 무선 링크 상에서 용인할 수 있는 최대 도플[0167]
러 주파수를 판별한다. 예를 들면, [1]에서 제시된 바와 같이, 400MHz의 캐리어 주파수에서, 약 10 msec(즉,
DSL)의 지연 편차를 가진 네트워크는 8mph(진행 속도,(running speed)) 까지 클라이언트들의 속도를 낼 수 있지
만, 1 msec 지연 편차(즉, 섬유 링)를 가진 네트워크는 70mph(즉, 프리웨이 트래픽(freeway traffic))까지의
속도를 지원할 수 있다.
BSN 상에서 용인될 수 있는 최대 도플러 주파수에 따른 2 개 또는 다수의 DIDO 서브-네트워크들을 정의하였다.[0168]
예를 들면, DIDO BTS와 분배형 안테나들 간의 고-지연 편차 DSL 연결을 가진 BSN은 낮은 이동도 또는 고정된 무
선 서비스(즉, 저-도플러 네트워크)를 단지 전달할 수 있는 반면, 저-지연 편차 섬유 링 상의 저-지연 편차 BSN
은 높은 이동도(즉, 고-도플러 네트워크)를 용인할 수 있다. 관측한 바와 같이, 다수의 광대역 사용자들은 이
들이 광대역을 사용할 시에 이동하지 않고, 나아가 대부분은 다수의 고속 물체가 이동하는 근방 영역(예를
들면, 고속도로 옆)에 위치되지 않을 가능성이 있는데, 이는 상기와 같은 위치들이 통상적으로 근무처에 있거나
움직이기 위한 장소를 덜 원하기 때문이다. 그러나, 고속(예를 들면, 고속도로의 차량 운전)에서 광대역을 사
용할 수 있거나, 또는 고속 물체 근방(예를 들면, 고속도로 근방에 위치한 상점)에 있을 수 있는 광대역 사용자
가 있다. 이러한 2 개의 서로 다른 사용자 도플러 시나리오들을 해결하기 위해, 일 실시예에서, 저-도플러
DIDO 네트워크는 넓은 구역에 걸쳐 퍼진 상대적으로 저전력(즉, 실내 또는 옥상에 설치된 1W 내지 100W)을 가진
통상적인 다수의 DIDO 안테나들을 구성하는 반면, 고-도플러 네트워크는 고전력 송신(즉, 옥상 또는 타워에 설
치된 100W)을 가진 통상적인 소수의 DIDO 안테나들을 구성한다. 저-도플러 DIDO 네트워크는 통상적인 다수의
저-도플러 사용자를 제공하고, 저렴한 고-지연 편차 광대역 연결, 예를 들면 DSL 및 케이블 모뎀을 사용하여 통
상적으로 낮은 연결 비용으로 그렇게 할 수 있다. 고-도플러 DIDO 네트워크는 통상적으로 소수의 고-도플러 사
용자를 제공하고, 보다 비싼 저-지연 편차 광대역 연결, 예를 들면 섬유를 사용하여 통상적으로 높은 연결 비용
으로 그렇게 할 수 있다.
서로 다른 유형의 DIDO 네트워크들(예를 들면, 저-도플러 및 고-도플러)에 걸친 간섭을 피하기 위해, 서로 다른[0169]
다수의 접속 기술들은 예를 들면 다음과 같은 것으로 사용될 수 있다: 시분할 다중 접속(TDMA), 주파수 분할 다
중 접속(FDMA), or 코드 분할 다중 접속(CDMA).
이하에서, 서로 다른 유형의 DIDO 네트워크에 클라이언트들을 할당하고 이들 사이의 핸드오프를 가능케 하는 방[0170]
법을 제안한다. 네트워크 선택은 각 클라이언트의 이동도의 유형에 기반한다. 클라이언트의 속도(v)는 다음
방정식 [6]에 따라 최대 도플러 쉬프트에 비례한다.
(11)[0171]
여기서 fd는 최대 도플러 쉬프트이고, λ는 캐리어 주파수에 대응하는 파장이며, θ는 방향 송신기-클라이언트[0172]
(direction transmitter-client)를 나타내는 벡터와 속도 벡터 간의 각도이다.
일 실시예에서, 모든 클라이언트의 도플러 쉬프트는 블라인드 추정 기술들(blind estimation techniques)을 통[0173]
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하여 계산된다. 예를 들면, 도플러 쉬프트(shift)는 RF 에너지를 클라이언트에게 전송하고, 도플러 레이더 시
스템들과 유사한 반사 신호를 분석함으로써 추정될 수 있다.
또 다른 실시예에서, 하나 또는 다수의 DIDO 안테나들은 트레이닝 신호를 클라이언트에 전송한다. 이러한 트레[0174]
이닝 신호에 기반하여, 클라이언트는 예를 들면, 채널 이득의 제로-교차율(zero-crossing rate)을 계산하는 등
의 기술들을 사용하여, 또는 스펙트럼 분석을 실행함으로써 도플러 쉬프트를 추정한다. 관측한 바와 같이, 고
정 속도(v) 및 클라이언트의 궤도에 있어서, (11)의 각속도(vsinθ)는 모든 DIDO 안테나로부터 클라이언트의 상
대적인 거리에 따라 달라질 수 있다. 예를 들면, 이동하는 클라이언트의 근접한 DIDO 안테나들은 보다 멀리 떨
어진 안테나들보다 큰 각속도 및 도플러 쉬프트를 제공한다. 일 실시예에서, 도플러 속도는 클라이언트와는 다
른 거리에서 다수의 DIDO 안테나들로부터 추정되고 평균 가중 평균치 또는 표준 편차는 클라이언트의 이동도용
인디케이터로서 사용된다. 추정된 도플러 인디케이터(Doppler indicator)에 기반하여, DIDO BTS는 저- 또는 고
-도플러 네트워크에 클라이언트를 할당할지를 결정한다.
도플러 인디케이터는 모든 클라이언트들에 대해 주기적으로 모니터링되고, BTS로 다시 전송된다. 하나 또는 다[0175]
수의 클라이언트들이 이들의 도플러 속도(즉, 버스에서의 클라이언트 탑승 대 도보 또는 앉는 클라이언트)를 변
화시킬 시에, 이러한 클라이언트들은 이들의 이동도 레벨을 용인할 수 있는 서로 다른 DIDO 네트워크에 역동적
으로 재-할당된다.
저-속도 클라이언트들의 도플러가 고속 물체들 인근(예를 들면, 고속도로 근방)에 있게 됨에 따라 영향을 받을[0176]
수 있지만, 도플러는 통상적으로 움직임 그 자체에 있는 클라이언트들의 도플러보다 매우 적게 있다. 상기와
같이, 일 실시예에서, 클라이언트의 속도가 추정되고(예를 들면, GPS를 사용하여 클라이언트들 위치를 모니터링
하는 등의 수단을 사용), 속도가 낮다면, 클라이언트는 저-도플러 네트워크에 할당되고, 속도가 높다면, 클라이
언트는 고-도플러 네트워크에 할당된다.
전력 제어 및 안테나 그룹화 방법[0177]
전력 제어를 갖는 DIDO 시스템들의 블럭 다이어그램은 도 17에 도시된다. 모든 클라이언트(1,…,U)에 대한 하[0178]
나 또는 다수의 데이터 스트림들(Sk)은 우선 DIDO 프리코딩에 의해 발생된 가중치로 곱해진다. 프리코딩된 데
이터 스트림들은 입력 채널 품질 정보(channel quality information, CQI)에 기반하여, 전력 제어 유닛에 의해
연산된 전력 스케일링 팩터로 곱해진다. CQI는 클라이언트들로부터 DIDO BTS로 다시 공급되거나, 가령 상호 간
의 업링크-다운링크 채널 가역성이라 하면 업링크 채널로부터 도출된다. 그 후, 서로 다른 클라이언트들에 대
한 U 프리코딩된 스트림들은 M 개의 송신 안테나들 각각을 위한 M 개의 데이터 스트림들(tm)로 결합되어 다중화
된다. 최종적으로, 스트림들(tm)은 디지털-아날로그 컨버터(DAC) 유닛, 라디오 주파수(RF) 유닛, 전력 증폭기
(power amplifier, PA) 유닛으로 전송되고, 최종적으로 안테나들로 전송된다.
전력 제어 유닛은 모든 클라이언트들에 대해 CQI를 측정한다. 일 실시예에서, CQI는 평균 SNR 또는 RSSI이다.[0179]
CQI는 경로 손실 또는 쉐도잉에 따라 달라지는 서로 다른 클라이언트들을 위해 변화된다. 전력 제어 방법은 서
로 다른 클라이언트용 송신 전력 스케일링 팩터들(Pk)을 조정하고, 이들을 서로 다른 클라이언트들에 대해 발생
된, 프리코딩된 데이터 스트림들과 곱한다. 특히, 하나 또는 다수의 데이터 스트림들은 클라이언트들의 수신
안테나들의 수에 따라 달라지는 모든 클라이언트에 대해 발생될 수 있다.
제안된 방법의 성능을 평가하기 위해서, 정의된 바와 같이, (5)에 기반한 다음의 신호 모델은 경로 손실 및 전[0180]
력 제어 파라미터를 포함한다.
(12)[0181]
여기서 k=1,…,U이며, U는 클라이언트들의 수이고, SNR=Po/No이며, 그리고 Po는 평균 송신 전력이고, No는 잡음[0182]
전력이고, αk는 경로 손실/쉐도잉 계수이다. 경로 손실/쉐도잉을 모델링하기 위해, 다음의 간단한 모델을 사용
한다.
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(13)[0183]
여기서, a=4는 경로 손실 지수이고, 경로 손실이 클라이언트들의 인덱스와 함께 증가된다고 하자(즉, 클라이언[0184]
트들은 DIDO 안테나들로부터 떨어진 증가된 거리에 위치함).
도 18은 서로 다른 시나리오들에서 4 개의 DIDO 송신 안테나들 및 4 개의 클라이언트들을 가정한 SER 대 SNR을[0185]
도시한다. 이상적인 경우로 가정한 바와 같이, 모든 클라이언트들은 동일한 경로 손실을 가지고(즉, a=0), 모
든 클라이언트들에 대해 Pk=1을 제공한다. 정사각형 표시는 클라이언트들이 서로 다른 경로 손실 계수를 가지고
전력 제어가 없는 경우를 의미한다. 점들을 가진 곡선은 전력 제어 계수가 Pk=1/αk이 되도록 선택되는 동일 시
나리오(경로 손실 있음)로부터 도출된다. 전력 제어 방법을 이용하여, 보다 많은 전력이 데이터 스트림들(보다
높은 경로 손실/쉐도잉을 겪는 클라이언트들에 대해 의도됨)에 할당되어, 전력 제어가 없는 경우에 비해 (이러
한 특별한 시나리오에 대해) 9dB SNR 이득을 초래한다.
FCC(Federal Communications Commission)(및 다른 국제 규제 기관)은 전자기(EM) 복사에 인체의 노출을 제한시[0186]
키기 위해, 무선 디바이스들로부터 송신될 수 있는 최대 전력의 한도를 정의한다. 2 개의 유형의 한도가 있다
[2]: i) 사람이 방어(fences), 경고, 또는 라벨을 통해 라디오 주파수(RF) 원을 완전히 인식하도록 하는 "점령/
제어(occupational/controlled)" 한도; ii) 노출 상에 제어가 없는 "일반 대중/비제어(general
population/uncontrolled)" 한도.
서로 다른 방출 레벨은 서로 다른 유형의 무선 디바이스들에 대해 정의된다. 일반적으로, [2]로 정의된 "모바[0187]
일" 디바이스들의 FCC 카테고리에 대한 실내/실외 적용 품질에 사용된 DIDO 분배형 안테나들:
"사용자 인체로부터 또는 사람들에 인접하여 20 cm 이상 떨어져 유지되는 복사 구조물로 일반적으로 사용될 수[0188]
있는 고정 위치들과는 다른 데에서 사용되기 위해 설계된 송신 디바이스들"
"모바일" 디바이스들의 EM 방출은 mW/cm
2
로 표시된 최대 허용 노출(maximum permissible exposure, MPE)에 관해[0189]
측정된다. 도 19는 700MHz의 캐리어 주파수에서 송신 전력의 서로 다른 값들을 위해 RF 복사원으로부터 떨어진
거리의 함수로서 MPE 전력 밀도를 도시한다. 인체로부터 20 cm를 넘어 통상적으로 동작할 수 있는 디바이스들
에 대해 FCC "비제어된" 한도를 충족시키기 위한 최대 허용 송신 전력은 1W이다.
덜 제한적인 전력 방출 한도는 "일반 대중"으로부터 멀리 있는 옥상 또는 빌딩 상에 설치된 송신기들을 위해 정[0190]
의된다. 이러한 "옥상 송신기"에 대해, FCC는 유효 복사 전력(effective radiated power, ERP)과 관련하여 측
정된 이용할 수 있는 방출 한도(looser emission limit)인 1000W를 정의한다.
상기의 FCC 한도에 기반하여, 일 실시예에서, 실제 시스템들에 대해 2 개 유형의 DIDO 분배형 안테나들을 정의[0191]
한다:
● 저-전력 (LP) 송신기들: 높은 곳 어디에든 위치되고(즉, 실내 또는 실외), 최대 송신 전력은[0192]
1W이고, 소비자 등급 광대역(예를 들면 DSL, 케이블 모뎀, (Fibe To The Home, FTTH)) 백홀 연결성(backhaul
connectivity)은 5Mbps이다.
● 고-전력 (HP) 송신기들: 약 10의 높이의 옥상 또는 빌딩에 장착된 안테나들이며, 송신 전력은 100W[0193]
이고 상업 등급 광대역(예를 들면, 광 섬유 링) 백홀을 가짐(이때 효과적인 "무제한" 데이터율은 DIDO 무선 링
크 상에 이용 가능한 처리량과 비교됨).
특히, DSL 또는 케이블 모뎀이 연결된 LP 송신기들은 저-도플러 DIDO 네트워크들을 위한 양호한 후보자인데(이[0194]
전 섹션에서 기술됨), 이는 이들의 클라이언트들이 대부분 고정되거나 낮은 이동도를 가지기 때문이다. 상업상
의 섬유가 연결된 HP 송신기들은 보다 높은 클라이언트의 이동도를 용인할 수 있고, 고-도플러 DIDO 네트워크들
에 사용될 수 있다.
서로 다른 유형의 LP/HP 송신기들을 가진 DIDO 시스템들의 성능에 대한 실제 직관력(practical intuition)을 얻[0195]
기 위해, 캐나다, 팔로 알토 시내(downtown Palo Alto)에 DIDO 안테나 설치를 하는 실제 경우를 고려해 본다.
도 20a는 팔로 알토의 NLP=100의 저-전력 DIDO 분배형 안테나들의 임의적인 분포를 도시한다. 도 20b에서, 50
개의 LP 안테나들은 NHP=50의 고-전력 송신기로 대체된다.
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도 20a-b의 DIDO 안테나 분포에 기반하여, DIDO 기술을 사용하여 시스템들에 대해 팔로 알토의 커버리지 맵[0196]
(coverage maps)을 도출했다. 도 21a 및 21b는 도 20a and 도 20b 각각의 구성에 대응하는 2 개의 전력 분포
를 도시한다. 수신 전력 분포(dBm로 표기)는 700MHz의 캐리어 주파수에서 3GPP 표준[3]에 의해 정의된 도시 환
경에 대한 경로 손실/쉐도잉 모델을 가정하여 도출되었다. 관측한 바와 같이, 50%의 HP 송신기를 사용하면, 선
택 영역 상에서 보다 양호한 커버리지를 제공한다.
도 22a-b는 상기의 2 개의 시나리오들에 대한 비율 분포를 도시한다. 처리량(Mbps 표기)은 [4,5]에서 3GPP[0197]
LTE(long-term evolution) 표준에 정의된 서로 다른 변조 코딩 설계들에 대한 전력 임계치들에 기반하여 도출된
다. 총 이용 가능한 대역폭은 700MHz 캐리어 주파수에서 10MHz에 고정된다. 2 개의 서로 다른 주파수 할당량
계획이 고려된다: i) 단지 LP 스테이션들에 할당된 5MHz 스펙트럼; ii) 9MHz의 HP 송신기들 및 1MHz의LP 송신기
들. 특히, 저 대역폭은 통상적으로 LP 스테이션들에 할당되되, 이들의 처리량이 제한된 DSL 백홀 연결로 인해
할당된다. 도 22a-b에서 도시된 바와 같이, 50%의 HP 송신기들을 사용할 시에, 비율 분포를 현저하게 증가시킬
수 있어, 도 22a의 2.4Mbps로부터 도 22b의 38Mbps까지 클라이언트당 평균 데이터율(average per-client data
rate)을 상승시킨다.
다음으로, LP 스테이션들의 전력 송신을 제어하기 위해 알고리즘을 정의하고, 그 결과 보다 높은 전력은 주어진[0198]
시간에서 가능해지고, 이로 인하여 도 22b의 DIDO 시스템들의 다운링크 채널 상의 처리량을 증가시킨다. 관측
한 바와 같이, 전력 밀도에 관한 FCC 한도는 [2]로서 시간에 대한 평균치에 기반하여 정의된다.
(14)[0199]
여기서, 은 MPE 평균 시간이고, tn은 전력 밀도(Sn)를 가진 복사 노출 지속 시간이다.[0200]
"제어된" 노출에 있어서, 평균 시간은 6 분인 반면, "비제어된" 노출에 있어서, 이는 30 분까지 증가된다. 그
후, 임의의 전력원은 (14)의 평균 전력 밀도가 "비제어된" 노출에 대해 30 분 평균치를 초과하는 FCC 한도를 만
족하는 한, MPE 한도보다 큰 전력 레벨에서 전송이 되도록 한다.
이러한 분석에 기반하여, 안테나당 즉각적인 송신력(instantaneous per-antenna transmit power)을 증가시키면[0201]
서, MPE 한도 미만으로 DIDO 안테나당 평균 전력을 유지시키기 위한 적합한 전력 제어 방법을 정의한다. 활성
클라이언트들보다 많은 송신 안테나들을 가진 DIDO 시스템들을 고려한다. 이는 DIDO 안테나들이 저렴한 무선
디바이스들(WiFi 액세스 포인트들과 유사함)로 고안될 수 있고 어느 곳이든 DSL, 케이블 모뎀, 광 섬유, 또는
다른 인터넷 연결이 있을 수 있는 경우라고 합리적으로 가정해보자.
안테나당 순응적인 전력 제어(adaptive per-antenna power control)를 가진 DIDO 시스템들의 프레임워크는 도[0202]
23에 도시된다. 멀티플렉서(234)로부터 나오는 디지털 신호의 진폭은 DAC 유닛들(235)로 전송되기 전에, 전력
스케일링 팩터들(power scaling factors)(S1,...,SM)로 역동적으로 조정된다. 전력 스케일링 팩터들은
CQI(233)에 기반한 전력 제어 유닛(232)에 의해 연산된다.
일 실시예에서, Ng DIDO 안테나 그룹들이 정의된다. 모든 그룹은 활성 클라이언트들(K)의 수만큼 많은 DIDO 안[0203]
테나들을 적어도 포함한다. 주어진 시간에서, 단지 하나의 그룹은 MPE 한도 보다 큰 전력 레벨(So)로
클라이언트들에게 전송하는, Na > K 활성 DIDO 안테나들을 가진다. 하나의 방법은 도 24에 도시된 라운드-로빈
스케줄링 정책에 따라 모든 안테나 그룹들에 걸쳐 반복한다. 또 다른 실시예에서, 서로 다른 스케줄링 기술들
(즉, 비례공정 스케줄링(proportional-fair scheduling)[8])은 에러율 또는 처리량 성능을 최적화시키기 위해
클러스터 선택을 위해 사용된다.
(14)로부터 라운드-로빈 전력 할당을 생각해보면, 다음과 같은 모든 DIDO 안테나에 대한 평균 송신 전력을 도출[0204]
한다.
(15)[0205]
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여기서, to는 지속 시간이고, 상기 지속 시간에 걸쳐 안테나 그룹은 활성화되고, TMPE=30 분은 FCC 가이드라인들[0206]
[2]에 의해 정의된 평균 시간이다.
(15)의 비는 그룹의 듀티 팩터(duty factor, DF)이고, 상기 듀티 팩터는 모든 DIDO 안테나로부터 평균 송신 전[0207]
력이 MPE 한도 를 만족시키도록 정의된다. 듀티 팩터는 다음에 정의된 바에 따라서 활성 클라이언트
들의 수, 그룹 및 그룹당 활성 안테나들의 수에 따라 달라진다.
. (16)[0208]
전력 제어 및 안테나 그룹을 가진 DIDO 시스템들에서 얻어진 SNR 이득(dB)은 다음과 같은 듀티 팩터의 함수로[0209]
표기된다.
(17)[0210]
관측된 바와 같이, (17)의 이득은 모든 DIDO 안테나들을 거쳐 GdB 부가 송신 전력을 잃어가면서 달성된다.[0211]
일반적으로, 모든 Ng 그룹들의 모든 Na로부터의 총 송신 전력은 다음과 같이 정의된다.[0212]
(18)[0213]
여기서, Pij는 다음과 같이 주어진 안테나당 평균 송신력이다.[0214]
(19)[0215]
그리고, Sij(t)는 j
번째
그룹 내의 i
번째
송신 안테나에 대한 전력 스펙트럼 밀도이다. 일 실시예에서, (19)의 전[0216]
력 스펙트럼 밀도는 에러율 또는 처리량 성능을 최적화시키기 위해 모든 안테나에 대해 설계된다.
제안된 방법의 성능에 관한 일부 직관력을 얻기 위해, 주어진 통신 가능 구역에 400 개의 DIDO 분배형 안테나들[0217]
이 있고, DIDO 시스템들에 걸쳐 제공된 무선 인터넷 서비스에 가입한 400 개의 클라이언트들이 있다고
고려한다. 모든 인터넷이 완전하게 이용 가능하도록 항상 연결될 가능성은 없다. 가정한 바와 같이, 10 %의
클라이언트들은 주어진 시간에서 무선 인터넷 연결을 사용하여 활성화될 수 있다. 그 후, 400 개의 DIDO 안테
나들은 Na=40 개의 안테나들 각각의 Ng=10 개의 그룹으로 나뉠 수 있고, 모든 그룹은 듀티 팩터 DF=0.1로 주어진
시간에서 K=40 개의 활성 클라이언트들을 제공한다. 이러한 송신 기법으로부터의 SNR 이득은 모든 DIDO 안테나
들로부터 10dB 부가 송신 전력에 의해 제공된 GdB=10log10(1/DF)=10dB이다. 그러나, 관측한 바와 같이, 안테나
당 평균 송신력은 일정하고 MPE 한도 내에 있게 된다.
도 25는 미국 특허 제7,636,381호에서 종래의 고유 모드 선택에 대한 안테나 그룹화와 상기의 전력 제어의 (언[0218]
코딩된) SER 성능을 비교한다. 모든 기법은 4 개의 클라이언트들과 함께 BD 프리코딩을 사용하고, 각각의 클라
이언트는 단일 안테나가 갖추어진다. SNR은 잡음 전력에 대한 송신 안테나당 전력 비율을 의미한다(즉, 안테나
송신당 SNR). DIDO 4x4로 나타낸 곡선은 4 개의 송신 안테나 및 BD 프리코딩을 가정한다. 정사각형을 가진 곡
선은 고유 모드 선택을 가진 BD 및 2 개의 추가 송신 안테나들을 가진 SER 성능을 나타내고, 종래의 BD 프리코
딩에 대해 (1% SER 타겟에서) 10dB SNR 이득을 제공한다. 안테나 그룹화 및 DF=1/10을 가진 전력 제어는 마찬
가지로 동일 SER 타겟에서 10dB 이득을 제공한다. 관측한 바와 같이, 고유 모드 선택은 다이버시티 이득으로
인해 SER 곡선의 기울기를 변화시키는 반면, 본 전력 제어 방법은 증가된 평균 송신 전력으로 인해 SER 곡선을
좌측으로 이동시킨다(기울기를 동일하게 유지시킴). 비교를 위해, 큰 듀티 팩터(duty factor) DF=1/50를 가진
SER은 DF=1/10에 비해 부가적인 7dB 이득을 제공하기 위해 나타낸다.
특히, 본 전력 제어는 종래의 고유 모드 선택 방법보다 낮은 복잡성을 가질 수 있다. 사실, 모든 그룹의 안테[0219]
나 ID는 룩업 테이블들(lookup tables)을 통하여 DIDO 안테나들 및 클라이언트들 중에서 사전 연산되고 공유될
수 있고, 그 결과 단지 K 채널 추정치는 주어진 시간에서 필요하게 된다. 고유 모드 선택에 있어서, (K 2) 채
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널 추정치는 연산되고, 부가 연산된 처리는 모든 클라이언트들에 대해 주어진 시간에서 SER을 최소화시키는 고
유 모드를 선택하기 위해 요구된다.
다음으로, 일부 특정 시나리오들에서 CSI 피드백 오버헤드를 감소하기 위해 DIDO 안테나 그룹화를 포함하는 또[0220]
다른 방법을 기술한다. 도 26a는 하나의 시나리오를 도시하고, 여기서 클라이언트들(점들)은 다수의 DIDO 분배
형 안테나들(십자형)에 의해 커버될 수 있는 하나의 영역에서 임의로 퍼지게 된다. 모든 송수신 무선 링크에
대한 평균 전력은 다음과 같이 연산될 수 있다.
(20)[0221]
여기서 H는 DIDO BTS에서 이용 가능한 채널 추정 행렬이다.[0222]
도 26a-c의 행렬들(A)은 1000 개의 예들에 대해 채널 행렬들을 평균화함으로써, 숫자로 표시되어 얻어진다. 2[0223]
개의 대안 시나리오들은 도 26b 및 도 26c 각각에서 나타나고, 클라이언트들은 DIDO 안테나들의 서브셋 주위에
서 함께 그룹화되고, 멀리 떨어져 위치한 DIDO 안테나들로부터 무시할 정도의 전력을 수신한다. 예를 들면, 도
26b는 블록 대각화 행렬(A)를 제공하는 안테나들의 2 개의 그룹을 보여준다. 하나의 극단적인 시나리오는 모든
클라이언트가 하나의 송신기에만 매우 근접하게 위치하고, 송신기들은 서로 멀러 떨어져서 다른 모든 DIDO 안테
나들로부터의 전력이 무시할 정도가 되는 경우이다. 이러한 경우에, DIDO 링크는 다수의 SISO 링크에서 악화되
고, A는 도 26c와 같이 대각 행렬이다.
상기의 3 개의 모든 시나리오들에서, BD 프리코딩은 DIDO 안테나들과 클라이언트들 사이의 무선 링크들에 대해[0224]
서로 다른 전력 레벨을 해결하기 위해 역동적으로 프리코딩 가중치들을 조정한다. 그러나, DIDO 클러스터 내의
다수의 그룹들을 식별하고, 각 그룹 내에서 DIDO 프리코딩만을 동작시키는 것이 편리하다. 제안된 그룹화 방법
은 다음의 이점을 제공한다:
● 연산 이득: DIDO 프리코딩은 클러스터의 모든 그룹 내에서만 연산된다. 예를 들면, BD 프리코딩이[0225]
사용되는 경우, 특이 값 분해(SVD)는 복잡성 O(n
3
)을 가지고, 여기서 n은 채널 행렬(H)의 최소 크기이다. H가
블록 대각화 행렬로 감소될 경우, SVD는 복잡성이 줄어든 모든 블럭에 대해 연산된다. 사실, 채널 행렬이 크기
n1 및 n2를 가진 2 개의 블록 행렬들로 나눠져 n=n1 n2가 되는 경우, SVD의 복잡성은 단지 O(n1
3
) O(n2
3
)
)이
다. 극단적인 경우에서, H가 대각화 행렬인 경우, DIDO 링크는 다수의 SISO 링크들로 감소되고 어떠한 SVD 계
산도 필요하지 않게 된다.
● 감소된 CSI 피드백 오버헤드: DIDO 안테나들 및 클라이언트들이 그룹들로 나뉠 시에, 일[0226]
실시예에서, CSI는 동일 그룹 내에서 단지 클라이언트들로부터 안테나들로 연산된다. TDD 시스템들에서, 채널
가역성을 생각해 보면, 안테나 그룹화는 채널 행렬(H)을 연산하기 위해 채널 추정치의 수를 감소시킨다. CSI가
무선 링크에 상에 다시 공급되는 FDD 시스템들에서, 안테나 그룹화는 DIDO 안테나들과 클라이언트들 간의 무선
링크 상에서 CSI 피드백 오버헤드를 더 감소시킨다.
DIDO 업링크 채널에 대한 다수의 접속 기술들[0227]
본 발명의 일 실시예에서, 서로 다른 다수의 기술들은 DIDO 업링크 채널에 대해 정의된다. 이러한 기술들은 업[0228]
링크 상에서 클라이언트들로부터 DIDO 안테나들로 데이터 스트림들을 전송하거나 CSI를 피드백하기 위해 사용될
수 있다. 이하에서, 피드백 CSI 및 데이터 스트림들을 업링크 스트림들이라 한다.
● 다수의-입력 다수의-출력(MIMO): 업링크 스트림들은 개방 루프 MIMO 멀티플레싱 기법을 통해 클라이[0229]
언트로부터 DIDO 안테나들로 전송된다. 이러한 방법은 모든 클라이언트들이 시간/주파수 동기화가 된다고 가정
하자. 일 실시예에서, 클라이언트들 사이의 동기화는 다운링크로부터 트레이닝을 통해 달성되고 모든 DIDO 안
테나들은 동일한 시간/주파수 기준 클럭으로 잠긴다고 하자. 특히, 서로 다른 클라이언트들에서 지연 속도의
변화는 MIMO 업링크 기법의 성능에 영향을 미치는 서로 다른 클라이언트들의 클럭들 사이에서 지터(jitter)를
발생시킬 수 있다. 클라이언트들이 MIMO 멀티플레싱 기법을 통해 업링크 스트림들을 전송한 후에, 수신 DIDO
안테나들은 공동-채널 간섭(co-channel interference)을 해제하고 업링크 스트림들 각각을 복조하기 위해 비-선
형(즉, 최대 우도(likelihood), ML) 또는 선형(즉, 제로-포싱(zeros-forcing), 최소 평균 제곱 오차(minimum
mean squared error)) 수신기를 사용할 수 있다.
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● 시분할 다중 접속(TDMA): 서로 다른 클라이언트들은 서로 다른 시간 슬롯에 할당된다. 모든 클라이[0230]
언트는 그의 업링크 스트림을 전송하되, 그의 시간 슬롯이 이용 가능할 경우에 그러하다.
● 주파수 분할 다중 접속(FDMA): 서로 다른 클라이언트들은 서로 다른 캐리어 주파수에 할당된다. 멀[0231]
티캐리어(OFDM) 시스템들에서, 톤들의 서브셋들은 동시에 업링크 스트림들을 전송하는 서로 다른 클라이언트들
에 할당됨으로써, 지연 편차를 감소킨다.
● 코드 분할 다중 접속(CDMA): 모든 클라이언트는 서로 다른 유사랜덤 시퀀스(pseudo-random[0232]
sequence)에 할당되고 클라이언트들에 걸친 직교성(orthogonality)은 코드 도메인에 달성된다.
본 발명의 일 실시예에서, 클라이언트들은 DIDO 안테나들보다 매우 작은 전력으로 전송되는 무선 디바이스들이[0233]
다. 이러한 경우에서, DIDO BTS는 업링크 SNR 정보에 기반한 클라이언트 서브-그룹들을 정의하고, 그 결과 서
브-그룹에 걸친 간섭은 최소화된다. 모든 서브-그룹 내에서, 상기 다수의 접속 기술들은 시간, 주파수, 공간
또는 코드 도메인에서 직교 채널들을 생성하기 위해 사용되고, 이로 인해, 서로 다른 클라이언트들에 걸친 업링
크 간섭을 피한다.
또 다른 실시예에서, 상술된 업링크 다수의 접속 기술들은 DIDO 클러스터 내의 서로 다른 클라이언트 그룹들을[0234]
정의하기 위해, 이전의 섹션에서 존재하는 안테나 그룹화 방법과 결합하여 사용된다.
DIDO 멀티캐리어 시스템들에서 링크 적응화에 대한 시스템 및 방법[0235]
무선 채널들의 시간, 주파수 및 공간 선택도를 사용하는 DIDO 시스템들용 링크 적응화 방법들은 미국 특하 제[0236]
7,636,381호에 정의된다. 이하에서는 무선 채널들의 시간/주파수 선택도를 사용하는 멀티캐리어(OFDM) DIDO 시
스템들에서 링크 적응화에 대한 본 발명의 실시예들을 기술한다.
[9]에서 살레-바렌주엘라 모델(Saleh-Valenzuela model) 또는 기하급수적으로 감소되는 전력 지연 프로파일[0237]
(power delay profile, PDP)에 따른 레일레이 페이딩 채널들(Rayleigh fading channels)을 시뮬레이션한다.
간단하게 보면, 다음과 같이 정의된 다중 경로(multipath)(PDP)를 가진 단일-클러스터 채널을 가정한다.[0238]
(21)[0239]
여기서, n=0,…,L-1은 채널 탭(channel tap)의 인덱스이고, L은 채널 탭들의 수이며, 그리고 β=1/σDS는 PDP[0240]
지수이고, 상기 PDP 지수는 채널 지연 확산(channel delay spread)(σDS)에 반비례하는 채널 가간섭성 대역폭
(channel coherence bandwidth)의 인디케이터이다. 낮은 값의 β는 주파수-플랫 채널들(frequency-flat
channels)을 제공하는 반면, 높은 값의 β는 주파수 선택 채널들을 만들어 낸다. (21)의 PDP는 모든 L 채널 탭
들에 대한 총 평균 전력이 통합되도록 표준화된다.
(22)[0241]
도 27은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 지연 도메인 또는 즉각적인 PDP(상부 도면) 및 주파수 도메인(하부 도면)에[0242]
걸친 낮은 주파수 선택 채널들(β=1이라 함)의 진폭을 도시한다. 제 1 가입은 클라이언트를 제 2 가입은 송신
안테나를 나타낸다. 고주파 선택 채널들(β=0.1을 이용)은 도 28에 도시된다.
다음으로, 주파수 선택 채널들의 DIDO 프리코딩의 성능을 연구하였다. (2)의 조건을 만족하는 신호 모델이[0243]
(1)이라 하면, BD를 통해 DIDO 프리코딩 가중치들을 연산한다. 다음과 같은 (2)의 조건을 가진 (5)의 DIDO 수
신 신호 모델을 새로 만들었다
(23)[0244]
Hek =HkWk는 사용자(k)에 대한 유효 채널 행렬이다. DIDO 2x2에 있어서, 클라이언트당 단일 안테나를 이용하여,[0245]
유효 채널 행렬은 도 28의 고주파 선택도(예를 들면, β=0.1을 이용)에 의해 특징이 지어진 채널들에 대해 도
29에 도시된 주파수 응답으로 하나의 값으로 감소된다. 도 29의 연속선은 클라이언트 1을 의미하고, 반면에서,
점선은 클라이언트 2를 의미한다. 도 29의 채널 품질 메트릭에 기반하여, 변화하는 채널 조건에 따라
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달라지는, 역동적으로 MCS를 조정하는 시간/주파수 도메인 링크 적응화(LA) 방법을 정의한다.
AWGN 및 레일레이 페이딩 SISO 채널들에서 서로 다른 MCS의 성능을 평가함으로써 시작된다. 간단하게 보면,[0246]
FEC 코딩은 없지만, 다음의 LA 방법이 FEC를 포함하는 시스템들로 확장될 수 있다고 가정한다.
도 30은 서로 다른 QAM 기법(즉, 4-QAM, 16-QAM, 64-QAM)에 대해 SER을 도시한다. 일반적으로 손실 없이, 언[0247]
코딩된 시스템들에 대해 타겟 SER이 1%라 하자. 상기 타겟 SER을 AWGN 채널에 만족시키기 위한 SNR 임계치들은
3 개의 변조 기법 각각에 대해 8dB, 15.5dB 및 22dB이다.
레일레이 페이딩 채널들에서, 공지된 바와 같이 상기의 변조 기법의 SER 성능은 AWGN [13]보다 형편없고, SNR[0248]
임계치들은 18.6dB, 27.3dB 및 34.1dB 각각이다. 관측한 바와 같이, DIDO 프리코딩은 다중 사용자 다운링크 채
널을 병렬 SISO 링크들의 셋트로 변형시킨다. 이로써, SISO 시스템들에 대한 도 30에서와 동일한 SNR 임계치들
은 클라이언트-바이(by)-클라이언트 기반에 의한 DIDO 시스템들을 위해 유지된다. 게다가, 즉각적인 LA가 실행
되는 경우, AWGN 채널들의 임계치들이 사용된다.
DIDO 시스템들에 대해 제안된 LA 방법의 핵심 아이디어는 채널이 시간 도메인 또는 주파수 도메인(도 28에[0249]
도시)에서 딥 페이드(deep fades)를 겪어 링크 강화를 제공할 시에 저 MCS 순서를 사용하는 것이다. 이와 반대
로, 채널이 큰 이득에 의해 특징이 지어질 시에, LA 방법은 스펙트럼 효율을 증가시키기 위해, 고 MCS 순서로
스위칭된다. 미국 특허 제7,636,381호에 비해 본 출원의 한가지 기여하는 것은 (23)에서 그리고 도 29에서 메
트릭으로서 유효 채널 행렬을 사용하여 적응케 하는 것이다.
LA 방법들의 일반적인 프레임워크는 도 31에 도시되고 다음과 같이 정의된다:[0250]
● CSI 추정: 3171에서, DIDO BTS는 모든 사용자들로부터 CSI를 연산한다. 사용자들은 단일 또는 다수[0251]
의 수신 안테나들로 갖추어질 수 있다.
● DIDO 프리코딩: 3172에서, BTS는 모든 사용자들로부터 DIDO 프리코딩 가중치들을 연산한다. 일 실[0252]
시예에서, BD는 이러한 가중치를 연산하기 위해 사용된다. 프리코딩 가중치들은 톤-바이-톤(tone-by-tone) 기
반에 의해 계산된다.
● 링크 품질 메트릭 계산: 3173에서, BTS는 주파수-도메인 링크 품질 메트릭을 연산한다. OFDM 시스[0253]
템들에서, 메트릭들은 모든 톤에 대해 CSI 및 DIDO 프리코딩 가중치들로부터 계산된다. 본 발명의 일 실시예에
서, 링크 품질 메트릭은 모든 OFDM 톤들에 대한 평균 SNR이다. 이러한 방법을 LA1(평균 SNR 성능에 기반함)로
정의한다. 또 다른 실시예에서, 링크 품질 메트릭은 (23)에서 유효 채널의 주파수 응답이다. 이러한 방법을
LA2(주파수 다이버시티(frequency diversity)를 사용하기 위해 톤-바이-톤 성능에 기반함)로 정의한다. 모든
클라이언트가 단일 안테나를 가지는 경우, 주파수-도메인 유효 채널은 도 29에 도시된다. 클라이언트들이 다수
의 수신 안테나들을 가지는 경우, 링크 품질 메트릭은 모든 톤에 대해 유효 채널 행렬의 프로비니어스 놈
(Frobenius norm)으로 정의된다. 대안적으로, 다수의 링크 품질 메트릭은 (23)에서 유효 채널 행렬의 특이 값
으로서 모든 클라이언트에 대해 정의된다.
● 비트-로딩 알고리즘(bit-loading algorithm): 링크 품질 메트릭에 기반한 3174에서, BTS는 서로 다[0254]
른 클라이언트들 및 서로 다른 OFDM 톤에 대해 MCS를 판별한다. LA1 방법에 있어서, 동일 MCS는 도 30에서 레
일레이 페이딩 채널들을 위한 SNR 임계치들에 기반한 모든 클라이언트들 및 모든 OFDM 톤들에 대해 사용된다.
LA2에 있어서, 서로 다른 MCS들은 채널 주파수 다이버시티을 사용하기 위해 서로 다른 OFDM 톤들에 할당된다.
● 프리코딩된 데이터 송신: 3175에서, BTS는 비트-로딩 알고리즘로부터 얻어진 MCS를 사용하여, DIDO[0255]
분배형 안테나들로부터 클라이언트들로 프리코딩된 데이터 스트림들을 전송한다. 하나의 헤더는 톤이 서로 다
른 MCS와 클라이언트들이 통신하기 위해 프리코딩된 데이터에 부착된다. 예를 들면, 8 개의 MCS들이 이용 가능
하고 OFDM 심볼이 N=64 톤으로 정의되는 경우, log2(8)*N=192 비트는 모든 클라이언트와 현재 MCS가 통신하도록
하는데 필요하다. 4-QAM(2 비트/심볼 스펙트럼 효율)이 이러한 비트를 심볼에 맵핑시키기 위해 사용된다고 하
면, 단지 192/2/N=1.5 OFDM 심볼은 MCS 정보를 맵핑시키는데 필요하다. 또 다른 실시예에서, 다수의 서브캐리
어들(또는 OFDM 톤들)은 하위 대역으로 그룹화되고, 동일 MCS는 제어 정보로 인해 오버헤드를 감소시키기 위해
동일 하위 대역의 모든 톤들에 할당된다. 게다가, MCS는 채널 이득(가간섭성 시간에 비례함)의 일시적인 변화
에 기반하여 조정된다. 고정-무선 채널(낮은 도플러 효과에 의해 특징이 지어짐)에서, MCS는 채널 가간섭성 시
간의 모든 부분에 대해 재계산되고, 이로 인해, 제어 정보에 필요한 오버헤드를 감소시킨다.
도 32는 상술된 LA 방법의 SER 성능을 도시한다. 비교를 위해, 레일레이 페이딩 채널들에서 SER 성능은 사용된[0256]
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3 개의 QAM 기법 각각에 대해 도시된다. LA2 방법은 주파수 도메인에서 유효 채널의 변동에 MCS를 맞추고, 이
로 인해, 스펙트럼 효율의 1.8bps/Hz 이득을 LA1에 비해 낮은 SNR(즉, SNR=20dB) 및 SNR(SNR > 35dB인 경우)에
서의 15dB 이득을 제공한다.
멀티캐리어 시스템들에서 DIDO 프리코딩 보간을 위한 시스템 및 방법[0257]
DIDO 시스템들의 연산 복잡성은 중앙 프로세서 또는 BTS에서 대부분 국부화된다. 대부분의 비싼 연산 동작은[0258]
모든 클라이언트들의 CSI로부터 모든 클라이언트들에 대한 프리코딩 가중치들을 계산한다. BD 프리코딩이 사용
될 시에, BTS는 시스템에서 클라이언트들의 수만큼 많은 특이 값 분해(SVD) 동작을 실행하여야 한다. 복잡성을
줄이기 위한 하나의 방식은 병렬 처리를 통한 것이며, 이때 SVD는 모든 클라이언트에 대해 별개의 프로세서에
관해 연산된다.
멀티캐리어 DIDO 시스템들에서, 각각의 서브캐리어는 플랫 페이딩 채널을 겪고, SVD는 모든 서브캐리어에 대한[0259]
모든 클라이언트를 위해 실행된다. 분명하게, 시스템의 복잡성은 서브캐리어의 수와 선형적으로 증가된다. 예
를 들면, 1MHz 신호 대역폭을 가진 OFDM 시스템들에서, 주기적 전치 부호(cyclic prefix)(L0)는, 큰 지연 확산
[3]을 가진 실외 도심의 마크로셀 환경에서 심볼 간의 간섭을 피하기 위해 적어도 8 개의 채널 탭들(taps)(즉,
8 마이크로초 기간)을 가져야 한다. OFDM 심볼을 발생시키기 위해 사용된 고속 푸리에 변환(FFT)의 크기(NFF
T)는 데이터율의 손실을 줄이기 위해 다수의 L0로 통상적으로 설정된다. NFFT=64인 경우, 시스템의 유효 스펙
트럼 효율은 팩터 NFFT/(NFFT L0) = 89%에 의해 제한된다. NFFT의 보다 큰 값은 DIDO 프리코더에서 보다 높은 연
산 복잡성을 잃어가면서, 보다 높은 스펙트럼 효율을 제공한다.
DIDO 프리코더에서의 연산 복잡성을 줄이기 위한 하나의 방식은 톤의 서브셋(파일롯 톤이라 함)에 대한 SVD 동[0260]
작을 실행하여, 보간을 통해 남아있는 톤들에 대한 프리코딩 가중치들을 얻는 것이다. 가중치 보간은 클라이언
트 간의 간섭을 초래하는 하나의 에러 소스(source of error)이다. 일 실시예에서, 최적의 가중치 보간 기술들
은 클라이언트 간의 간섭을 줄이기 위해 사용되고, 멀티캐리어 시스템들에서 개선된 에러율 성능 및 낮은 연산
복잡성을 제공한다. M 개의 송신 안테나들, U 개의 클라이언트들 및 클라이언트당 N 개의 수신 안테나들을 가
진 DIDO 시스템들에서, 다른 클라이언트들(u)에 제로 간섭을 보장하는 k
번째
클라이언트(Wk)의 프리코딩 가중치들
에 대한 조건은 다음과 같이 (2)로부터 도출된다.
이때 (24)[0261]
여기서, Hu는 시스템에서 다른 DIDO 클라이언트들에 대응하는 채널 행렬들이다.[0262]
본 발명의 일 실시예에서, 가중치 보간 방법의 목적 함수(objective function)로 다음과 같이 정의된다.[0263]
(25)[0264]
여기서, θk는 사용자(k)에 대해 최적화되는 파라미터의 세트이고, 는 가중치 보간 행렬이며, 그리고[0265]
는 행렬의 프로비니어스 놈을 나타낸다. 최적화된 문제점은 다음과 같이 형성된다.
(26)[0266]
여기서, Θk는 최적화된 문제점의 실현 가능한 세트이고, θk,opt는 최적의 해결책이다.[0267]
(25)의 목적 함수는 하나의 OFDM 톤을 위해 정의된다. 본 발명의 또 다른 실시예에서, 목적 함수는 보간되는[0268]
OFDM 톤 모두에 대한 행렬들의 (25)에서 프로비니어스 놈의 선형 결합으로서 정의된다. 또 다른 실시예에서,
OFDM 스펙트럼은 톤의 서브셋들로 나뉘어 지고, 최적의 해결책은 다음과 같이 주어진다.
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(27)[0269]
여기서, n은 OFDM 톤 인덱스이고, A는 톤의 서브셋이다.[0270]
(25)에서의 가중치 보간 행렬(weight interpolation matrix)(Wk(θk))는 파라미터 세트(θk) 함수로 표시된다.[0271]
최적의 세트는 (26) 또는 (27)에 따라 판별되면, 최적의 가중치 행렬이 연산된다. 본 발명의 일 실시예에서,
주어진 OFDM 톤(n)의 가중치 보간 행렬은 파일럿 톤들의 가중치 행렬들의 선형 결합으로 정의된다. 단일 클라
이언트를 가진 빔형성 시스템들에 대한 가중치 보간 함수의 일 예는 [11]에서 정의된다. DIDO 다중-클라이언트
시스템들d에서, 가중치 보간 행렬을 다음과 같이 쓴다.
(28)[0272]
여기서, 0≤ l ≤ (L0-1), L0는 파일럿 톤들의 수이고, cn=(n-1)/N0이며, N0=NFFT/L0이다. 그 후, (28)의 가중치[0273]
행렬은 표준화되고, 그 결과 모든 안테나로부터 통합된 전력 송신을 보장하기 위해 이 된다.
N=1(클라이언트당 단일 수신 안테나)인 경우, (28)의 행렬은 그의 놈에 대해 표준화되는 벡터가 된다. 본 발명
의 일 실시예에서, 파일럿 톤들은 OFDM 톤의 범위 내에서 균일하게 선택된다. 또 다른 실시예에서, 파일럿 톤
들은 보간 에러를 최소화하기 위해, CSI에 기반하여 적합하게 선택된다.
관측한 바와 같이, 이러한 특허 출원에서 제안된 것에 대해 [11]에서의 시스템 및 방법의 하나의 핵심적인 차이[0274]
점은 목적 함수라는 점이다. 특히, [11]의 시스템들이 다수의 송신 안테나들 및 단일 클라이언트라 하면, 이에
대해 관련된 방법은 클라이언트를 위한 수신 SNR을 최대화시키도록 채널과 프리코딩 가중치와의 곱을 최대화시
키기 위해 설계된다. 그러나, 이러한 방법은 다중-클라이언트 시나리오들에서 작동하지 않는데, 이는 보간 에
러로 인해 클라이언트 간의 간섭을 제공하기 때문이다. 이와 달리, 본 방법은 클라이언트 간의 간섭을 최소화
시키기 위해 설계되고, 이로 인해, 모든 클라이언트들에 대한 에러율 성능을 개선시킬 수 있다.
도 33은 DIDO 2x2 시스템들에 대한 OFDM 톤 인덱스의 함수로서, (28)에서의 행렬 엔트리를 도시하고, 이때[0275]
NFFT=64이고 L0=8이다. 채널 PDP는 β=1인 (21)인 모델에 따라 발생되고, 채널은 단지 8 개의 채널 탭들로 구성
된다. 관측된 바와 같이, L0은 채널 탭들의 수보다 크도록 선택되어야 한다. 도 33의 실선은 이상적인 함수를
나타내는 반면, 점선은 보간 함수이다. 보간 가중치는 (28)의 정의에 따라 파일럿 톤에 대해 이상적인 것과 일
치한다. 남아있는 톤들에 대해 연산된 가중치는 단지 추정 에러로 인해 이상적인 경우에 근접하다.
가중치 보간 방법를 실행하기 위한 하나의 방식은 (26)에서의 실현 가능한 셋트(Θk)에 대한 철저한 조사를 통하[0276]
는 것이다. 상기 조사의 복잡성을 줄이기 위해, 실현 가능한 세트를 P 값으로 균일하게 정량화하되, 범위 [0,2
π]로 정량화한다. 도 34는 L0=8, M=Nt=2 개의 송신 안테나들 및 가변 수인 P에 대한 SER 대 SNR을 도시한다.
양자화 레벨(quantization levels)의 수가 증가됨에 따라서, SER 성능은 개선된다. 관측된 바와 같이, P=10인
경우는 조사 수가 감소됨으로 인해, 연산 복잡성이 매우 낮도록 P=100인 성능에 이른다.
도 35는 서로 다른 DIDO 순서 및 L0=16에 대한 보간 방법의 SER 성능을 도시한다. 클라이언트들의 수가 송신[0277]
안테나들의 수와 동일하다고 하고, 모든 클라이언트에는 단일 안테나가 갖추어져 있다고 하자. 클라이언트들의
수가 증가됨에 따라서, SER 성능은 가중치 보간 에러에 의해 생성된 클라이언트 간의 간섭을 증가시킴으로 인해
저하되다.
본 발명의 또 다른 실시예에서, (28) 것과는 다른 가중치 보간 함수가 사용된다. 예를 들면, 선형 예측 자기[0278]
회귀 모델(linear prediction autoregressive models)[12]은 채널 주파수 상관 관계의 추정에 기반하여, 서로
다른 OFDM 톤들에 걸쳐 가중치를 보간하기 위해 사용될 수 있다.
참조문[0279]
[1] A. Forenza and S. G. Perlman, "System and method for distributed antenna wireless communications",[0280]
U.S. Application Serial No. 12/630,627, filed December 2, 2009, entitled "System and Method For
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Distributed Antenna Wireless Communications"
[2] FCC, "Evaluating compliance with FCC guidelines for human exposure to radiofrequency[0281]
electromagnetic fields," OET Bulletin 65, Ed. 97-01, Aug. 1997
[3] 3GPP, "Spatial Channel Model AHG (Combined ad-hoc from 3GPP
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